非对称半桥
不对称半桥
L6598脱线控制器用于谐振式变换器介绍：因为更高的效率是可以达到的（高于传统的PWM），减少了高频电磁干扰，（谐振槽路利用了电路的寄生参数）电源转换器市场对谐振拓扑的兴趣近来在增加。
事实上，这种拓扑允许更高的功率/重量比和低的元件功率损耗。
许多电源应用领域如适配器，电视，显示器，通讯机和汽车收音机都可以使用这种技术的转换器。
L6598设计成半桥式电路结构。
本文说明如何使用这种器件。
最后将讨论所涉及的一些设计规则和应用要点。
器件特色描述器件的内部电路图如图1，它是一个集成电路，用于实现脱线电源的控制技术。
用于驱动功率MOS或IGBT。
在半桥拓扑中，它提供的全部特点（如压控震荡器，软起动，运算放大器，及使能端。
）需用最少的电路元件恰当的执行和控制谐振和SMPS。
该器件执行可通过元件与高压相接，它也能工作在从它供电的低压之下。
封装为DIP16和SO-16。
最重要的特性：高电压（直到600V）输入和降低dv/dt（150V/ns）于整个温度范围内。
250mA（源出）/450mA（漏入）的驱动电流能力。
欠压锁定。
精确的电压控制振荡器和软起动频率转移功能。
集成式升压驱动用于电容升压。
器件端子功能pin1 软起动定时电容，器件提供软起动特色，电容Css软起动时间根据关系式T ss=K ss*C ss（tpy*K ss=0.15s/uf）。
在稳定状态，pin1电压是5V，在T ss间隙时间内，电流I ss （为If起动的函数）给电容充电，另外，T ss设置在K ss*C ss，它只取决于C ss值。
见 pin2说明和数据表中定时的描述。
pin2 最大震荡频率设置。
将一个电阻接于这个引脚和地之间，以设置起始频率值，并固定于F min之差。
（F start>F min）在这个pin上的电压固定为V REF=2V。
所以，R fstart调整I fstart=V REF/ R fstart。
R fstart值建议不小于18-20kohm。
不对称半桥变换器的分析与设计_杨黎
1 引言
不对称半 桥采用 固定死 区的 互补 PWM控制 方 式 。利用电路本身的特点 , 开关管的寄生电容和变压 器的漏感 , 在两个开关管的死区时间里 , 发生谐振 , 实 现零电压软开关 。在没有增加额外器件的条件下 , 就 实现了软开关 , 提高了变换器的效率 , 和半桥硬开关相 比 , 成本增加非常小 , 有利于提高其市场竞争力 。
(2)桥臂上下两开关管的驱动脉冲之间要保证适 当的死区时间 。
要使开关管 S1 在电压过零时开通 , 需满足 :
t7 -t5 <δb <t8 -t5
t7
-t5
=
2CVs Io(n1 +n2 )
+
其中 : ω1karcsin[ IoZVnsD((1n-1 +D)n2 )]
(5)
t8 -t5 =(t7 -t5 )+
theefficiencyofpowersupply.Thispaperanalyzestheoperationprincipleoftheasymmetricalhalf-bridgeandtherequirementofrealizingZVSinoperation.Anexampleispresentedtoexplainthedesignprocedurefromcoffeepower.Finally, theexperimentalresultsareprovidedtoverifythepowerzerovoltageswitchingatturnon.
合适的死区时间 , 还要让电路在 D =0.5附近工作 。
非对称llc半桥开关电源上下管vds波形
非对称LLC半桥开关电源上下管VDS波形一、概述在非对称LLC半桥开关电源中，上下管VDS波形是一个至关重要的参数。
VDS波形直接反映了开关管在工作过程中的电压变化情况，对于电源的稳定性和效率有着重要的影响。
本文将对非对称LLC半桥开关电源上下管VDS波形进行深入探讨，以帮助读者更好地理解和应用这一主题。
二、非对称LLC半桥开关电源1. 非对称LLC半桥开关电源的工作原理非对称LLC半桥开关电源是一种高效、稳定的电源结构，通常应用于工业和通信等领域。
其工作原理是利用开关管开关周期性地将输入电压转换成高频脉冲信号，经过变压器和整流电路后输出稳定的直流电压。
2. 非对称LLC半桥开关电源的特点与传统的开关电源相比，非对称LLC半桥开关电源具有更高的效率和更好的稳定性。
其采用LLC谐振电路，能够减小开关损耗、输出电压波动和电磁干扰，从而提高整个电源系统的性能。
三、上下管VDS波形的重要性1. VDS波形的含义上下管VDS波形指的是开关管的漏极-源极电压波形。
通过观察VDS波形，可以判断开关管的工作状态、损耗情况和电压稳定性。
2. VDS波形对电源的影响优秀的VDS波形能够降低开关管的损耗、提高电源的效率，并且保证输出电压的稳定性。
对于非对称LLC半桥开关电源来说，优化VDS 波形是提高电源整体性能的关键之一。
四、优化上下管VDS波形的方法1. 优化开关管的驱动方式通过改进开关管的驱动方式，可以减小开关过渡过程中的电压变化，从而改善VDS波形。
2. 优化电路结构合理设计电源的电路结构，例如加入磁性元件和滤波电容等，能够降低电压的峰-峰值，减小VDS波形的波动幅度。
3. 选用高性能的开关管选择具有低导通电阻和低开关损耗的高性能开关管，能够改善VDS 波形并提高电源的效率。
五、我的观点和理解非对称LLC半桥开关电源上下管VDS波形的优化是提高电源性能的关键之一。
通过合理的设计和优化手段，可以改善VDS波形，减小开关损耗，提高电源的效率和稳定性。
不对称半桥反激变换器的设计
不对称半桥反激变换器的设计作者：廖鸿飞梁奇峰熊宇来源：《现代电子技术》2015年第14期摘要：为了提高充电器效率和简化电路结构，采用不对称半桥反激式变换器作为锂电池充电器的主电路，详细分析不对称半桥反激变换器的工作原理和软开关条件，给出主电路参数之间的关系式，并利用关系式设计150 W样机进行实验验证；实验结果表明，所有功率器件均实现了软开关。
采用不对称半桥反激变换器设计的锂电池充电器具有结构简单，效率高，电磁干扰小的优点。
关键词：不对称半桥；反激变换器； ZVS；软开关条件中图分类号： TN720⁃34 文献标识码： A 文章编号： 1004⁃373X（2015）14⁃0149⁃030 引言传统的反激变换器由于结构简单，成本低等特点在充电器设计中得到了广泛应用，然而由于反激变换器的开关元件工作在硬开关状态，效率低，EMI干扰大[1]，因此不适合于大功率场合的应用。
不对称半桥变换器是一种新型的软开关变换器，效率高，EMI干扰小，但是结构较为复杂，并且变压器容易出现偏磁而导致损坏。
不对称半桥反激变换器结合了反激变换器及不对称半桥的优点，利用变压器的漏感与隔值电容的谐振，使得原边开关管实现了ZVS，副边二极管工作于ZCS状态，因此开关损耗和EMI干扰得到了大幅度的减小，并且由于变压器工作于反激状态，克服了不对称半桥变换器偏磁的缺点，使得不对称半桥反激变换器受到了学者的关注。
本文对不对称半桥反激的工作原理及参数设计进行了详细分析，并设计了150 W的实验样机，对不对称半桥反激变换器的参数设计及性能进行了验证。
1 不对称反激半桥变换器的工作原理分析1.1 变换器工作模态分析不对称半桥反激变换器的结构图[2]如图1所示，该图中Vin为直流输入电压；开关管 Q1和 Q2为变换器中半桥结构的2个开关管，Q1，Q2为互补驱动，DS1和 DS2分别为开关管 Q1和 Q2的体二极管；CS1和 CS2为开关管Q1和 Q2的寄生电容；Cr为隔直电容；Lm为励磁电感，Lr为变压器漏感，变压器的变比为n；输出端D为副边整流二极管，C为输出滤波电容，R为负载。
不对称半桥变换器研究 开题报告分解
不对称半桥变换器研究一．课题来源、目的、意义，国内外概况和预测：1955年美国罗耶发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛发明了自激式推挽双变压器，在1964年美国科学家们提出了取消工频变压器的开关电源的设想。
直到1969年终于做成了25千赫的开关电源，这一电源的问世，在世界各国引起了强烈反响，从此对开关电源的研究成了国际会议的热门课题。
自20世纪60年代开始得到发展和应用的DC-DC功率变换技术其实是一种硬开关技术。
60年代中期，美国已研制成20kHz DC-DC变换器及电力电子开关器件，并应用于通信设备供电。
由于这种技术抛弃了50Hz工频变压器，使直流电源的重量、体积大幅度减小，提高了效率，输出高质量的直流电。
到70年代初期已被先进国家普遍采用。
早期开关电源的控制电路一般以分立元件非标准电路为主，经过十多年的发展，国外在1977年左右开始进入控制电路集成化阶段。
控制电路的集成化标志着开关电源的重大进步。
80年代初英国采用上述原理，研制了第一套完整的48V 成套电源，即目前所谓的开关电源(SMP-SwitchMode Power)或开关整流器(SMR-Switch Mode Rectifier )o70年代以来，在硬开关技术发展和应用的同时，国内外电力电子界和电源技术界不断研究开发高频软开关技术。
最先在70年代出现了全谐振型变换器，一般称之为谐振变换器(Resonantconverters)。
它实际上是负载谐振型变换器，按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变换器(Series resonant converters, SRCs)和并联谐振变换器(Parallel resonantconverters, PRCs)两类。
此类变换器一般采用频率调制的方法，且与负载关系很大，对负载变化很敏感，在谐振变换器中，谐振元件一直谐振工作，参与能量变换的全过程。
不对称半桥变换器软开关研究
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1
L
VD C
VT
图 1.1 ZCS 主电路 Figure 1.1 main circuit of ZCS 其有效的降低了开关器件的开关损耗，由于谐振电路的配置关系，使得电路对 分布参数的敏感性降低。但是缺点是由于流过开关的电流是正弦波，导致了较高的 电流有效值和电流峰值。 (2) 零电压开关谐振电路：通过辅助的 L,C 电路，整型开关管上的电压波形， 使开关管在开通前，电压已经降低到零，实现电路的零电压开通，减少开关损耗。
最后用ma不对称半桥试验设计和实验结果基于前面的分析设计了一个由前级pf和后级不对称半桥组成的两级acdc电路验证了不对称半桥的零电压开通并且根据在对称变压器绕组的情况下出现的输出整流二极管电压不对称问题提出不对称的变压器绕制方法并从实验中确认了可行性
摘要
为了满足功率变换器的小型化，轻量化，模块化的发展趋势，软开关技术已经 成为电力电子技术的热点之一。软开关是指零电压开通和零电流关断，它是利用谐 振技术，使开关管的电压或者电流按正弦或者准正弦波形变化，当电压过零时，使 开关器件开通（或者当电流自然为零，使器件关断），使开关损耗为零，从而提高 开关频率，减少变压器、电感的体积。虽然，软开关技术能够使功率变换器的小型 化，模块化等，但是，电路变得更加复杂，使得中小功率变换器成本增加，往往不 利于商业竞争。本文研究了一种零电压的不对称半桥拓扑结构，它可以在不增加电 路成本的基础上，实现软开关技术。
20170510-不对称驱动半桥变换器的工作原理
不对称驱动半桥变换器的工作原理普高（杭州）科技开发有限公司 张兴柱 博士不对称半桥变换器的工作原理：1gs V 2gs Vt图1是不对称驱动半桥变换器的原理图，与对称驱动半桥变换器的差别是，隔直电容Cc 与变压器原边串联，开关S1和S2采用互补驱动。
在有源开关S1导通、S2截止时，无源开关D1因正偏而导通，无源开关D2因反偏而截止，此时输入给电容Cc 充电、并经变压器和二极管D1给输出滤波电感储能（或激磁），和向负载提供能量，输入电压与电容Cc 上的电压差也同时给变压器原边的激磁电感激磁；当有源开关S1截止、S2导通时，无源开关D2因正偏导通，无源开关D1因反偏而截止，此时电容Cc 上的电压给变压器原边的激磁电感去磁，并经变压器和D2给输出滤波电感提供部分去磁能量；输出滤波电容主要用来限制输出电压上的开关频率纹波分量，使之远远小于稳态的直流输出电压。
在忽略输出电压、电容Cc 上电压的开关纹波及输出滤波电感电流、原边激磁电感电流的开关纹波后，我们可利用电感电压伏秒平衡定律、电容电流的安秒平衡定律，推得不对称驱动半桥变换器的稳态关系为（推导过程见方框内）：NV D D V go )1(2−=g c图2 稳态电压增益曲线图2是不对称半桥变换器的归一化稳态电压增益曲线（蓝色），它与对称半桥变换器的归一化稳态电压增益曲线（红色）不同，是一种抛物线形状的降压关系。
在占空比等于0.5时，稳态电压增益为最大，当占空比小于0.5时，稳态电压增益随占空比增加而增加；当占空比大于0.5时，稳态电压增益随占空比增加而减小。
考虑到可稳定的闭环工作，其稳态电压增益的范围必须落在正斜率段，也即占空比必须小于0.5。
因为当占空比大于0.5时，只要输出电压一有减小的趋势，负反馈电路就会增加占空比，控制的结果会使输出电压进一步减小，然后再使占空比增加，最后导致输出电压变为零，所以稳态电压增益的负斜率段是无法稳定工作的。
在实际设计中，不对称半桥变换器的最大占空比一般取为0.45~0.48。
ahb不对称半桥控制芯片
ahb不对称半桥控制芯片AHB（Asymmetrical Half-Bridge）非对称半桥拓扑控制器芯片是一种高效、灵活的电源管理解决方案，适用于各种快充应用，如PD充电器。
与传统的对称半桥拓扑相比，AHB非对称半桥拓扑具有更高的转换效率和更宽的输出电压范围，无需搭配外置降压电路即可实现。
AHB不对称半桥控制芯片内部集成了AHB控制器、半桥驱动器和功率开关等关键组件，通过精确控制功率开关的导通和关断，实现电源的高效转换和稳定输出。
此外，这类芯片通常还具备多种保护功能，如过流保护、过压保护、过温保护等，以确保电源系统的安全可靠运行。
在市场上，已经有多家半导体公司推出了AHB不对称半桥控制芯片产品，如杰华特微电子的JW1556和JW1556B，以及东科半导体的DK8715AD等。
这些芯片产品具有不同的特点和优势，可以满足不同快充应用的需求。
以杰华特的JW1556为例，该芯片采用QFN 4x4-20封装，适用于离线反激式转换器应用。
它具备超高效率，可以灵活调整输出电压，支持65-300W快充应用，非常适合应对PD充电器宽电压输出需求。
此外，杰华特还提供了一站式的解决方案，包括JW1556 AHB控制芯片、JW1571 升压PFC控制芯片和JW7726B 同步整流芯片等组成的PD 3.1电源典型应用。
而东科半导体的DK8715AD则是一款为单口140W PD3.1充电器量身打造的全合封AHB半桥芯片。
它将AHB控制器、半桥驱动器和氮化镓半桥器件集成在芯片内部，充分发挥了氮化镓性能优势，并大幅简化了充电器的电路设计。
这款芯片具有高转换效率和成本优化的特点，非常适合快充领域的应用需求。
总的来说，AHB不对称半桥控制芯片是一种高效、灵活的电源管理解决方案，可以满足各种快充应用的需求。
随着快充技术的不断发展和普及，这类芯片的市场前景将会更加广阔。
不对称半桥电路研究开题报告_new
技术(jìshù)方案
在普通半桥电路中，上下桥臂开关信号是 对称的，靠占空比来调节输出电压，一 般情况下占空比不可能是0.5，这样两开 关开通信号有一个(yī ɡè)比较大的间隙， 在此期间变压器原边的电流为零，漏感 能量消耗在缓冲电路上，由于两开关管 工作不能衔接很难实现软开关
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不对称半桥中，两个主开关管上加的不是 对称的驱动信号，而是互补驱动信号， 即一个(yī ɡè)占空比为D和一个(yī ɡè) 占空比为1-D的驱动信号，以实现两个驱 动信号的衔接，以便实现软开关。此时 电容上电压不再是输入直流电压的二分 之一，而是根据占空比的变化而变化。
由于实际需要，要求DC/DC变换器具有更 小的体积、重量，这就要求DC/DC变换 器工作在更高的频率上。在硬开关工作 下，随着频率的提高，开关管损耗成正 比上升，电路效率大大降低，严重时， 开通和关断瞬间开关器件的状态轨迹超 出安全工作区，影响开关的可靠性，产 生很强的电磁千扰。
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最先在70年代出现了全谐振型变换器， 此类变换器一般(yībān)采用频率调制的方 法，，对负载变化很敏感，，谐振元件 一直谐振工作，参与能量变换的全过程。 准谐振变换器和多谐振变换器出现在80年 代中期。这是软开关技术的一次飞跃， 谐振元件只参与能量变换的某一个阶段， 而不是全程。它也是采用频率调制的控 制方法。 80年代末出现了零开关PWM变换器。
，输出滤N波1 电感 ,输出滤N波21 电N容22 和负载R。先假设开 关器件为理想器件D，1 不考D虑2 死区时间(shíjiāLnf)，主电容 当作足C够f 大，当上桥臂开关开通时，输入电压和电容的
电压之差加在原边绕组上，二极管 开通，下桥臂开 关导通时，加在原边绕组上的电压即为电容上的电压，
LLC谐振变换器与不对称半桥变换器的对比
LLC谐振变换器与不对称半桥变换器的对比0 引言随着开关电源的发展，软开关技术得到了广泛的发展和应用，已研究出了不少高效率的电路拓扑，主要为谐振型的软开关拓扑和PWM型的软开关拓扑。
近几年来，随着半导体器件制造技术的发展，开关管的导通电阻，寄生电容和反向恢复时间越来越小了，这为谐振变换器的发展提供了又一次机遇。
对于谐振变换器来说，如果设计得当，能实现软开关变换，从而使得开关电源具有较高的效率。
1 两种变换器的工作原理1.1 不对称半桥变换器图1和图2分别给出了传统的不对称半桥变换器的电路图和工作波形。
图1中包括两个互补控制的功率MOSFET（S1和S2），其中S1的占空比为D，S2的占空比为（1－D）；隔直电容Cb，其上电压作为S2开通时的电源；中心抽头变压器Tr，其原边匝数为Np，副边匝数分别为Ns1和Ns2；半桥全波整流二级管D1和D2；输出滤波电感Ld，电容Cf。
图1 不对称半桥变换器图2 不对称半桥变换器的工作原理不对称半桥（AHB）变换器的稳态工作原理如下。
1）当S1导通S2关断时，变压器原边承受正向电压，副边Ns1工作；二极管D1导通，二极管D2截止；2）当S2导通S1关断时，隔直电容Cb上的电压加在变压器的原边，副边Ns2工作，二极管D1截止。
图2中n1=Np/Ns1，n2=Np/Ns2，且n1=n2=n。
通过对电路的分析，可以得到传统不对称半桥变换器占空比D的计算公式D=（1）1.2 LLC谐振变换器图3和图4分别给出了LLC谐振变换器的电路图和工作波形。
图3中包括两个功率MOSFET （S1和S2），其占空比都为0.5；谐振电容Cs，副边匝数相等的中心抽头变压器Tr，Tr的漏感Ls，激磁电感Lm，Lm在某个时间段也是一个谐振电感，因此，在LLC谐振变换器中的谐振元件主要由以上3个谐振元件构成，即谐振电容Cs，电感Ls和激磁电感Lm；半桥全波整流二极管D1和D2，输出电容Cf。
图 3 LLC谐振变换器图 4 LLC谐振变换器的工作原理LLC变换器的稳态工作原理如下。
不对称半桥反激工作原理
不对称半桥反激工作原理一、引言不对称半桥反激是一种常见的电源开关拓扑结构，广泛应用于各种领域，如电力电子、通信、工业控制等。
本文将介绍不对称半桥反激的工作原理及其特点。
二、工作原理不对称半桥反激由一个高侧开关和一个低侧开关组成，其工作方式如下：1. 低侧开关导通：当低侧开关导通时，电流从电源流向负载。
此时，高侧开关保持关闭状态，电感储能。
2. 低侧开关关断：当低侧开关关断时，电感中的储能电流无法立即中断，此时会产生反向电压。
这个反向电压将导致电感两端电压上升，使得负载电压变为负值。
3. 高侧开关导通：当电感两端电压上升到高侧开关的导通电压时，高侧开关导通。
此时，电感中的储能电流开始流向负载，负载电压变为正值。
4. 高侧开关关断：当高侧开关导通一段时间后，高侧开关关断。
此时，电感中的储能电流无法立即中断，产生反向电压。
这个反向电压将导致负载电压变为负值。
通过不断交替开关导通和关断，不对称半桥反激可以实现对负载电压的控制。
通过调整导通和关断的时间，可以实现不同输出电压的调节。
三、特点不对称半桥反激具有以下特点：1. 高效率：由于不对称半桥反激采用了电感储能，能够有效减少开关损耗，提高转换效率。
2. 小尺寸：不对称半桥反激结构简单，体积小巧，适用于空间有限的应用场景。
3. 可靠性高：不对称半桥反激采用了两个开关进行工作，相对于全桥结构，具有更高的可靠性。
4. 输出电压可调：通过调整导通和关断时间，可以实现对输出电压的精确控制，适应不同的应用需求。
5. 抗干扰能力强：不对称半桥反激采用了反激结构，能够有效抑制电源中的干扰信号，提高系统的抗干扰能力。
四、应用领域不对称半桥反激广泛应用于各种领域，包括但不限于以下几个方面：1. 电力电子：不对称半桥反激可以作为电源适配器、电动车充电桩等电力电子设备的关键拓扑结构。
2. 通信：不对称半桥反激可以用于通信设备中的高频开关电源，满足通信设备对电源稳定性和高效率的要求。
对称半桥与非对称llc谐振电容容量
对称半桥与非对称llc谐振电容容量对称半桥与非对称LLC谐振电容容量1. 引言在现代电子电路设计中，对称半桥与非对称LLC谐振电容容量是一个重要的概念。
它们在电源领域扮演着至关重要的角色，影响着整个系统的性能和效率。
在本文中，我们将深入探讨这两个概念的背后逻辑和原理，并从不同角度分析它们的优缺点。
2. 对称半桥的电容容量对称半桥是一种常见的电路拓扑结构，用于电源转换器和逆变器中。
它包括两个功率开关管和两个二极管，能够实现高效率的电能转换。
在对称半桥中，电容容量的选择至关重要，它直接影响着电路的稳定性和性能。
对于对称半桥电路来说，电容容量的选择需要考虑以下几个因素：根据输出功率的大小和频率范围，确定电容容量的额定值；考虑输入电压和输出电压的变化范围，选择合适的电容容量以保证电路的稳定性；根据实际应用环境和成本考虑，选择合适的电容类型和品质。
3. 非对称LLC谐振电容容量相比之下，非对称LLC谐振电容容量则是另一种电路拓扑结构的重要参数。
LLC谐振拓扑结构能够实现高效率、低损耗的电能转换，因此在高性能电源和逆变器中得到广泛应用。
对于非对称LLC谐振电路来说，电容容量的选择同样至关重要，它直接关系着谐振电路的谐振特性和效率。
在非对称LLC谐振电路中，电容容量的选择需要考虑谐振频率、电源电压、输出功率等多方面因素。
特别是在非对称LLC谐振电路中，电容容量的选择必须考虑到谐振电容的非对称特性，以保证电路的稳定性和效率。
4. 对比分析通过对对称半桥和非对称LLC谐振电容容量的分析，我们可以发现它们各自的特点和适用范围。
对称半桥电路在输出功率较小、频率较高的情况下表现较为稳定，因此电容容量的选择相对简单。
而非对称LLC谐振电路则更适用于高功率、高频率的场合，需要更精确的电容容量选择。
从实际应用角度来看，对称半桥适用于一些低功率、高频率的电源和逆变器系统，其电容容量选择相对较为灵活；而非对称LLC谐振电路则更适用于高功率、高频率的电源和逆变器系统，需要更精确的电容容量调整。
不对称半桥 电容串联
不对称半桥电容串联
在电力电子领域中，不对称半桥是一种常见的电路拓扑结构，用于将直流电源的电能转换为交流电能。
它由两个功率开关和两个自由轮二极管组成。
在不对称半桥结构中，两个功率开关分别被称为高侧开关和低侧开关。
高侧开关通常用N沟MOSFET或IGBT实现，而低
侧开关通常用P沟MOSFET或IGBT实现。
这种结构的优势
在于高侧开关直接连接到正电源，低侧开关直接连接到负电源，从而实现了交流电能的输出。
电容串联是指将电容器连接在不对称半桥结构的输出侧，以帮助滤除交流输出中的高频噪声和谐波。
串联电容器的容值可以根据需要来选择，一般较大容值的电容可以更好地过滤高频噪声和谐波。
通过将电容串联到不对称半桥的输出侧，可以有效地降低输出电压的纹波和噪声水平，从而提高整个系统的性能和可靠性。
不对称半桥分析
Design Considerations for Asymmetric Half-Bridge (AHB) Converters3Ever increasing demand for higher power densities in power converters has forced have Capacitive lossReverse recovery lossSoft-switching technique can reduce switching lossesBasic Features of an AHB ConverterInherent zero voltage switching (ZVS) capability since parasitic components can be incorporated to achieve ZVS High efficiency and low EMI through ZVS Simple topology and simple controlMOSFET voltage is clamped to the input voltage Fixed switching frequency operationWhat if an asymmetric square wave is introduced to the transformer?Transformer will be saturatedWhat if an asymmetric square wave is introduced to the transformer in series with a DC blocking capacitor?Not saturated thanks to the voltage of blocking capacitorIdealized Operation of an AHB ConverterIn steady state, the mean value of the transformer magnetizing current, I is obtained from the condition for zero net current through the DC blocking capacitorThe dead time is negligible since it is very small compared to the The leakage inductance is much smaller than the magnetizingThe upper switch Q is conducting and -CB is applied to the transformer primaryside (VThe transformer primary side current (I is the sum of output inductor currentLOAt t6, the transformer primary side andsecondary side voltages become zero and the secondary side is decoupled from the primary sideThen, the output inductor current, Ibegins to freewheel in the secondary side continues to be dischargedThe body diode of Q is conducting and the voltage across the switch Q is clamped at zero voltage. By turning on Q while the body diode is conducting, zero voltage switching During this mode, a voltage of (Vapplied across the leakage inductance and the primary side current (I p) increasesDuring this mode, energy is not transferredgs1What happens as duty cycle decreases from 50%?Voltage stresses of the rectifier diode areConsidering margin on the maximum duty cycle of the PWM controller (50%), theworst-case maximum duty cycle to calculate the transformer turns ratio is chosen 63)4(24 1.2)8431010010)o F o lk s F V V I L f V −++⋅⋅×⋅×[STEP-3] Calculate the nominal duty cycle ratio for maximum input voltage[STEP-5] Determine the magnetizing inductance considering ZVS conditionMagnetizing current can reach pulse-by-pulse current limit during the transient. Thus, =0.15T is used to guarantee non-saturation of the transformer during transient)CBI ds1343585868788899091929394950255075100125150175200Po (W)E f f (%)Conclusion•The operation principle of an asymmetric PWM half-bridge converter has been investigated•The design procedure of an asymmetric PWM half-bridge converter has been presented•The design procedure has been verified with a 192W prototype converterAsymmetric Half-bridgemax=1.2~1.3PWM with fixed frequency。
不对称半桥变换器共41页PPT
谢谢
11、越是没有本领的就越加自命不凡。——邓拓 12、越是无能的人，越喜欢挑剔别人的错儿。——爱尔兰 13、知人者智，自知者明。胜人者有力，自胜者强。——老子 1、最具挑战性的挑战莫过于提升自我。——迈克尔·F·斯特利
不对称半桥变换器
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6、黄金时代是在我们的前面，而不在 我们的 后面。
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7、心急吃不了热汤圆。
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8、你可以很有个性，但某些时候请收 敛。
•
9、只为成功找方法，不为失败找借口 (蹩脚 的工人 总是说 工具不 好)。
•
10、只要下定决心克服恐惧，便几乎 能克服 任何恐 惧。因 为，请 记住， 除了在 脑海中 ，恐惧 无处藏 身。-- 戴尔． 卡耐基 。
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Up
UB
D*UB
t 绕组N1电压为零，反向电压由Ls单独 承受。 (1-D)*U
B
Umn
t
C S1
U0
ip
t
Im+i L0* N2 /N1
iD1 iD1
iL0* N3/N1 - Im
t
iD2
iD2
t0 t1 t2 t3 t4
t5 t 6 t7 t8 t9
t
S1 Ui
S2
RS
DS1 C1
p
Ls C S2 DS2
UB
D*UB
t
t
(1-D)*U
B
t
U0
C S1
ip
t
S1 Ui
S2
RS
DS1 C1
p
Ls C S2 DS2
D
q ip T
2
N 3
m
N1
N2
D1 n
iL0
L0
C 0
R0 U0
Im+i L0* N2 /N1
iD1 iD2
iD1
iL0* N3/N1 - Im iD2
t0 t1 t2 t3 t4
t5 t 6 t7 t8 t9
t t
不对称半桥的工作模态分析t6~t7
Ugs1
Td1
t6 ~ t7 Td2
变压器二次侧等效短路， Ugs2
t
一次绕组N1电压为零， 正向电压由Ls单独承受。
Up
UB
D*UB
t
(1-D)*U
B
t
C S1
Umn
S1 Ui
S2
RS
DS1 C1
p
Ls C S2 DS2
D
q ip T
2
N 3
m
N1
N2
D1 n
本讲座将介绍最近研制的600W的不对称 半桥（AHB）直流变换器，采用ZVS软开关 技术减少器件的开关损耗。
不对称半桥ABH的电路结构
S1 Ui
S2
RS
C S1
DS1 C1
p
Ls C S2 DS2
D
q ip T
2
N 3
m
N1
N2
D1 n
iL0
L0
C0
R0 U0
不对称半桥电路的构成
开关管S1 的占空比
S1 Ui
S2
RS
C S1
DS1 C1
p
Ls C S2 DS2
D
q ip T
2
N 3
m
N1
N2
D1 n
iL0
L0
C0
R0 U0
不对称半桥的工作模态分析:t0~t1
根据变压器伏秒平衡：
UC1：电容C1上电压
S1 Ui
(Ui UC1) D UC1(1 D)
S2
UC1 D Ui
RS
C S1
DS1 C1
Up Umn
UB
D*UB
t (1-D)*U B
t
U0
ip
t
Im+i L0* N2 /N1
iD1 iD1
iL0* N3/N1 - Im
t
iD2
iD2
t0 t1 t2 t3 t4
t5 t 6 t7 t8 t9
t
滤CiDo1波=、iL电Do；1感、电N2流流iL通o经，电D1感的L电o、流电容 tC性下降0时S上降，1和刻升，iLC，o，N仍S2S1，C和然1关SCL经2开断 Ss1二上开始，极电始放ip管压转充电D下移电、1降流流、电，通经电压U。电压线m容线n性下 稳态时，Ls和Rs上的电压很小。
iL0
L0
C0
R0 U0
ip Im+i L0* N2 /N1
iD1 iD2
iD1
iL0* N3/N1 - Im iD2
U0
t
t
t0 t1 t2 t3 t4
t5 t 6 t7 t8 t9
t
不对称半桥的工作模态分析t7~t8
Ugs1
Td1
t7 ~ t8 Td2
t7时刻，UCS2（UP）上升到Ui， UCS1下降到零，ip经二极管DS1
iD2
t0 t1 t2 t3 t4
t5 t 6 t7 t8 t9
t t
不对称半桥的工作模态分析t4~t5
Ugs1
Td1
t4 ~ t 5 Td2
t
Ugs2
Up Umn
UB
D*UB
t
(1-D)*U
B
t
U0
ip
t
Im+i L0* N2 /N1
iD1 iD2
iD1
iL0* N3/N1 - Im iD2
t
t0 t1 t2 t3 t4
不对称半桥的原理时序分析
以输出滤波电感电流iLo连续为例。
驱动波形说明：
Ugs1、Ugs2分别是 开关管S1、S2的驱
动控制信号。
为了防止S1、S2出现共 同导通，设置死区ห้องสมุดไป่ตู้间
Td1、Td2。
说明：为了 分析方便死 区时间设置
偏长
Ugs1
Td1
Td2
t
Ugs2
t
不对称半桥的工作模态分析：t0时刻前
t
S2实现ZVS零电压开通。
Up
UB
D*UB
(1-D)*U
B
S2开通后，ip经S2、DS2
t
流通。显然，ZVS时间
Umn
U0
段（ t2~t3 ）长短主
ip Im+i L0* N2 /N1
iD1 iD1 iD2
iL0* N3/N1 - Im iD2
t
要有iLo折射到一次的值、
Ls及变压器平均激磁电
t
流Im大小决定。
iLo，二极管D1关断、D2继续导通，
变压器短路状态结束。
Umn
UB
D*UB
t
t
(1-D)*U
B
t
C S1
U0
S1
DS1 C1 q ip
D
T
2
ip
Im+iL0* N2 /N1
Im
t
Ui S2
RS
p
Ls C S2 DS2
N1
N 3
m
N2
iL0
L0
C0
R0 U0
iD1 iD2
D1 n
iL0* N3/N1 - Im iD1
体内 二极 管
Ls为一次侧串 联电感
不对称半桥AHB电路的工作原理
为了简化分析，作如下假设:
１、变压器激磁电感Ｌm足够大； ２ 流、 连滤 续波模电式感；Ｌ0和电容C0足够大，工作于电 ３ 周、 期隔 内离保电持容不Ｃ变1;足够大，其上的电压在一个 ４、开关管寄生电容为常量，不随电压变化; 5、所有开关管和二极管都是理想的。
t
不对称半桥的工作模态分析t6~t7
Ugs1
t6时刻后，CS2继续充电使 电压上升，CS1继续放电使电压 Ugs2 下降，绕组N1 和Ls开始承受正 向电压，i p开始正向上升（绝 Up 对值减小），为保持iLo不变，
iD2减小，iD1上升，二极管D1、
D2同时导通，U mn=0。
Umn
Td1
t6 ~ t7 Td2
p
Ls
C S2
DS2
D
q ip T
2
N 3
m
N1
N2
D1 n
iL0
L0
C 0
R0 U0
二次侧二极管整流电压Umn：
Umn
(Ui
UC1 )
N2 N1
(1
D)U
i
N2 N1
不对称半桥的工作模态分析：t1时刻
Ugs1
Td1
t0 ~ t1
Td2
Ｕp=UCS2=UC1，
Ugs2
UN1=0，ULs=0， Umn=0，ip正向最大值。Up
C S1
DS1 C1
p
Ls C S2 DS2
D
q ip T
2
N 3
m
N1
N2
D1 n
iL0
L0
C0
R0 U0
Ugs2
t
Up Umn
UB
D*UB
t
(1-D)*U
B
t
U0
ip
t
Im+i L0* N2 /N1
iD1 iD2
iD1
iL0* N3/N1 - Im iD2
t
t0 t1 t2 t3 t4
t5 t 6 t7 t8 t9
Ugs1
Td1
t 0前
Td2
S1导通，p点电压Up=Ui， 变压器T一次绕组电流i p经开
Ugs2
t 关管S1、电容C1、一次绕组
t N1、电感Ls、检测电阻Rs流
Up
UB
D*UB
(1-D)*UB 通.D1导通，D2截止。
Umn
t
C S1 U0
ip Im+i L0* N2 /N1
iD1 iD2
iD1
UB
D*UB
t
t
(1-D)*U
B
t
Umn
C S1
U0
S1 Ui
S2
DS1 C1
p
D
q ip T
2
N 3
m
N1
N2
iL0
L0
C0
R0 U0
ip Im+i L0* N2 /N1
iD1 iD1