基于uc3844的开关电源设计

要：介绍一种采用UC3844集成芯片实现的多路输出单端反激式IGBT驱动电源。根据设计要求给出了该电路的具体设计步骤及电路参数。实验结果表明，该电源的可靠性高，稳定性好，输出纹波小，能够适应电网电压10% 和负载20% 的波动。

近年来，随着电力电子技术的发展，各个应用领域对电源的体积、重量、效率等方面提出了越来越高的要求。单端反激式变换电路由于具有体积小、重量轻、效率高、线路简洁、可靠性高以及具有较强的自动均衡各路输出负载的能力等优点，非常适合用于设计大功率高频开关电源的辅助电源或功率开关的驱动电源。

开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，在其控制过程中，电源电路中的电感电流未参与控制，是独立变量，开关变换器为二阶系统，而二阶系统是一个有条件的稳定系统；后者是一个电压、电流双闭环控制系统，电感电流不再是一个独立变量，从而使开关变换器成为一个一阶无条件的稳定系统，因而很容易不受约束地得到大的开环增益和完善的小信号、大信号特性。为此，应用电流控制型芯片(峰值电流控制)UC3844设计了一种大功率高频开关电源功率开关(例如IGBT)驱动电源，其主要技术指标为：5路输出(各路均为20V/0.5A)；输出电压纹波<±0.5% ；工作频率为40kHz；输入交流电压范围(1±10%)220V。

1 主电路设计

1.1 主电路拓扑

图1是所设计电源的原理图，主电路采用单端反激式变换电路，220 V交流输入电压经桥式整流、电容滤波变为直流后，供给单端反激式变换电路，并通过电阻R1、C2为UC3844提供初始工作电压。为提高电源的开关频率，采用功率MOSFET作为功率开关管，在

UC3844的控制下，将能量传递到输出侧。为抑制电压尖峰，在高频变压器原边设置了RCD 缓冲电路。

1.2 变压器设计

变压器是开关电源的重要组成部分，它对电源的效率和工作可靠性，以及输出电气性能都起着非常重要的作用。在设计时要充分考虑转换功率容量、工作频率、主电路形式、输入和输出电压等级和变化范围、铁芯材料和形状、绕组绕制方式、散热条件、工作环境和成本等各方面的因素。而单端反激式变换电路中的变压器既有电抗器的功能又有变压器的工作特性，因而它的设计方法有它的特殊性。

如图1所示，当功率开关管受PWM脉冲激励而导通时，直流输入电压施加到高频变压器的原边绕组上，在变压器次级绕组上感应出的电压使整流二极管反向偏置而阻断，此时电源能量以磁能形式存储在电感中；当开关管截止时，原边绕组两端电压极性反向，副边绕组上的电压极性颠倒，使输出端的整流二极管导通，储存在变压器中的能量释放给负载。根据技术指标的要求，输入功率约为62.5W，则原边峰值电流为:

I pk=2P o/(V in(max)D max)=0.69A (1)

式中：Po为输出功率，50W；

V in(max)为交流电压的最大值(取240V)经过整流后得到的直流电压的数值，取288V；

D max为最大占空比，取0.5。

变压器的初级电感量为:

Lp=V in(max)×D max/(I pk×f)=4.02 mH (2)

式中：Vin(max)为交流电压的最小值(取185V)经过整流后得到的直流电压的数值，取222V；

Dmax为最大占空比，取0.5；

f为工作频率，40 kHz。

利用AP法选择最小尺寸的磁芯

Ae×Ac=Lp×Lpk×106/(j×K e×K c×△B max ) = 15.7×103mm4(3)

式中：Lp为前面计算的变压器初级电感量；

Ipk为原边峰值电流；

j为电流密度(A/mm2 )，这里取为3；

Ke为铁芯截面有效系数，选用铁氧体铁芯，Ke=0.98；

Kc为铁芯窗口的有效利用系数，取0.3；

△B max为磁通密度的最大变化量，取0.2

据此可选EI33型磁芯，其

Ae=9.7×12.7=123.19mm2,Ac=7.3×19.2=140.16mm2(其

Ae×Ac=17.3×103mm4)

导线截面积为

Sx=I in(max)/j=0.28/3=0.09 mm2(4)

可选择直径为0.41 mm的漆包线。初级匝数为:

Np= Vs×ton/(△Bac×Ae)=123 (5)

式中：Vs为原边所加的直流电压的平均值，取264V；

ton为最大占空比下的开通时间，为1.2×12.5×10-6s。

次级匝数为

Ns=Np×U2/U1=24.6，取25。

式中：U2/U1为变压器原副边的电压比，根据经验数值以及所选开关管的耐压值(500 V)，设定原副边的电压比为5：1)。

1.3 变压器原边缓冲电路设计

每当开关管由导通变为截止时，在变压器的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压。其中的尖峰电压是由于高频变压器存在漏感而形成

的，它与直流高压和感应电压叠加后很容易损坏开关管。为此，加入RCD缓冲电路，对尖峰电压进行箝位或吸收。

缓冲电容要满足当开关管集电极电流达到0时，其集电极电压不能超过Vceo的70% ，即C=1/2×I ptf/0.7Vceo =8nF，取10nF/400V (6)

式中：Ip是原边电流(0.28A)；

tf是集电极电流下降时间(20us)；

Vceo是所用晶体管的Vceo额定值(500V)。

按在Tr最小导通时间里电容能充分放电来选择缓冲器放电电阻(R)。最小导通时间在最大输人电压Vsmax、最小负载电流Iomin时发生。为使C在ton时能完全充分放电，电

阻不能过大。因此，按RC时间常数等于0.5 toff(min)(toff(min)取2.5us)来计算R值，即

R=0.5toff(min)/C×102=12.5 kΩ，取15 kΩ(7)

电阻上消耗的功率为：

P=1/5CV c2f=2.79W (8)

式中：Vc为整流后的直流电压264V；

f为工作频率40 kHz。

为保证此电源能长时间工作，电阻的额定功率应留有一定余量，故选用5w 的功率电阻。

2 控制电路设计

2.1 UC3844外围电路设计

UC3844内部主要由5.0V基准电压源、振荡器(用来精确地控制占空比调节)、降压器、电流测定比较器、PWM锁存器、高增益E/A误差放大器和适用于驱动功率MOSFET的大电流推挽输出电路等构成。

UC3844的典型外围电路如图2所示，图中脚7是其电源端，芯片工作的开启电压为16V，欠压锁定电压为10V，上限为34V，这里设定20V给

它供电，用稳压二极管稳压，同时并联电解电容滤波，其值为10uF。开始时由原边主电路向其供电，电路正常工作以后由副边供电。原边主电路向其供电时需加限流电阻，考虑发热及散热条件，其值取为62kΩ/5W，为了防止输出电压不稳定时较高的电压直接灌人稳压二极管，导致其过压烧坏，在输出端给UC3844供电的线路与稳压管相连接处串入一只二极管。

脚4接振荡电路，产生所需频率的锯齿波，工作频率为=1.8/CTRT，振荡电阻RT和电容CT的值分别为100kΩ、200pF。脚8是其内部基准电压(5V)，给光耦副边的三极管提供偏压。脚2及脚1为内部电压比较器的反相输入端和输出端，它们之间接一个15 kΩ的电阻构成比例调节器，这里采用比例调节而不用PI调节的目的是为了保证反馈回路的响应速度。脚6是输出端，经一个限流电阻(22Ω/0.25 w)限流后驱动功率MOSFET(IRF840)，为保护功率MOSFET，在脚6并联一支15V的稳压二极管。