PMSM矢量控制电流环的个人心得[1]
弱磁控制原理与控制方法个人总结
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用 使
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不能超出电流极限圆， 一定要在电压极限椭圆和电流极限圆内。 如 ω = ω 0 时， 电流矢量 i s 的 范围被限制在阴影区域内。
iq
转速增加
B A
A
电流极限圆
ω1
(1-8)
弱磁控制式为满足式(1-7)，如图 1-3 所示，通过控制 id 可使逆变器输出功率不变，将电 动机运行范围扩大到高速区域。但在上述两种控制方案中，当电动机转速达到较高转速时， 电机反电势增大， 都将会导致定子端电压大于母线电压， 迫使定子电流跟踪其指令值所需的 电压差减小至 0（甚至为负） ，此时逆变器的 dq 轴电流控制器都会开始饱和，此时 dq 轴电 流控制器输出均是其限幅值从而失去控制，没有达到弱磁控制的目的。因此在实际应用中， PMSM 的弱磁控制主要是在满足电压极限椭圆和电流极限圆的基础上，调整 id 、 iq ，控制 电流矢量轨迹，避免电流调节器饱和，从而使 PMSM 由恒转矩调速平稳、快速地过渡到弱 磁工作模式。
ω2
id
电压极 限椭圆
图 1-1 电压极限椭圆与电流极限圆
1.2. 永磁同步电动机弱磁控制方法理论分析
由式 1-1 可以看出，当电动机电压达到逆变器输出电压的极限时，即 u s＝u lim ，如果要 继续升高转速则只能靠调节 id 和 iq 来实现，这就是电动机的“弱磁”运行方式。增加直轴 去磁电流分量 id 和减小交轴电流分量 iq ，以维持电压平衡，从而得到弱磁效果。但是为确 保相电流不超过极限值，应保证弱磁控制时增加 id 的同时必须相应减小 iq 。 下面以隐极电机（ Ld = Lq ）为例分析 PMSM 的弱磁控制过程。 为了解这一过程，先参照图 1-2 了解什么是最大转矩/电流控制。
《2024年永磁同步电机矢量控制系统的研究与设计》范文
《永磁同步电机矢量控制系统的研究与设计》篇一摘要：随着科技的发展和工业自动化水平的不断提高，永磁同步电机因其高效率、高精度和良好的控制性能被广泛应用于工业领域。
本文详细探讨了永磁同步电机矢量控制系统的基本原理，深入研究了其系统设计、实现过程及其在实际应用中的表现。
通过分析永磁同步电机的工作特性，我们提出了一种先进的矢量控制策略，以优化电机控制系统的性能。
一、引言永磁同步电机（PMSM）作为现代电机技术的代表，因其结构简单、高效和可靠性高等特点，在电动汽车、工业机器人等领域得到广泛应用。
为了满足高性能应用需求，开发高效的控制系统是关键。
本文研究的重点在于矢量控制系统的设计与优化，通过这种控制系统能够更精确地控制电机的工作状态和输出。
二、永磁同步电机的工作原理与特性永磁同步电机由定子和转子两部分组成，其工作原理基于电磁感应定律和安培环路定律。
转子上的永磁体产生恒定磁场，而通过调节定子电流产生的磁场与转子磁场同步，从而驱动电机转动。
PMSM具有高效率、高转矩/质量比和高速度等特点，且能在宽广的调速范围内运行。
三、矢量控制系统的基本原理与优势矢量控制技术是现代电机控制的核心技术之一。
它通过精确控制电机的电流和电压，实现对电机转矩的精确控制。
与传统的标量控制相比，矢量控制具有更高的控制精度和更好的动态响应性能。
在永磁同步电机中应用矢量控制技术可以大大提高电机的效率和输出转矩性能。
四、永磁同步电机矢量控制系统的设计与实现本节将详细描述矢量控制系统设计的各个环节，包括硬件设计、软件算法以及整体系统架构的设计。
在硬件设计部分，包括电机的选择、驱动器的设计以及传感器配置等；在软件算法部分，将详细介绍矢量控制的算法原理和实现过程；在整体系统架构设计部分，将讨论如何将硬件与软件相结合，形成一个高效稳定的控制系统。
五、系统性能分析与优化本节将通过实验数据和仿真结果来分析系统的性能表现，并针对可能存在的问题进行优化。
我们将通过对比优化前后的系统性能指标（如响应速度、稳态误差等），来验证优化措施的有效性。
永磁同步电机矢量控制分析
永磁同步电机矢量控制分析一、本文概述永磁同步电机（PMSM）作为一种高性能的电机类型，在现代工业、交通以及新能源等领域的应用日益广泛。
其矢量控制技术，即通过对电机电流的精确控制，实现对电机转矩和磁场的独立调节，从而实现电机的高效、稳定运行。
本文旨在全面分析永磁同步电机的矢量控制技术，包括其基本原理、控制策略、实现方法以及在实际应用中的优缺点，为相关领域的研究者和工程师提供有益的参考。
本文将对永磁同步电机的基本结构和工作原理进行简要介绍，为后续的分析奠定理论基础。
然后，将重点讨论矢量控制技术的理论基础和实现方法，包括空间矢量脉宽调制（SVPWM）技术、电流环和速度环的设计与控制策略等。
在此基础上，本文将深入分析矢量控制技术在永磁同步电机中的应用，包括其在提高电机效率、优化动态性能以及提升系统稳定性等方面的作用。
本文还将对矢量控制技术在永磁同步电机应用中的挑战和前景进行探讨。
一方面，将分析当前矢量控制技术在实际应用中面临的主要问题，如参数敏感性、控制复杂度以及成本等；另一方面，将展望未来的发展趋势，如智能化、集成化以及优化算法的应用等。
本文将对永磁同步电机矢量控制技术的未来发展提出展望，以期为该领域的进一步研究和应用提供参考。
二、永磁同步电机基本原理永磁同步电机（Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM）是一种高效、高功率密度的电机，广泛应用于电动汽车、风力发电、工业自动化等领域。
其基本原理主要基于电磁感应和磁场相互作用。
PMSM的核心部件是永磁体，这些永磁体通常嵌入在电机的转子中，形成固定的磁场。
当电机通电时，定子中的电流会产生一个旋转磁场。
这个旋转磁场与转子中的永磁体磁场相互作用，使得转子开始旋转。
通过精确控制定子中的电流，可以实现对转子旋转速度、方向和扭矩的精确控制。
在PMSM中，矢量控制是一种重要的控制策略。
矢量控制通过独立控制电机的磁通和扭矩分量，实现了对电机的高效、高性能控制。
伺服电机电流环mpc控制原理
伺服电机的电流环的MPC（模型预测控制）控制原理，是基于对PMSM（永磁同步电机）的矢量控制。
其核心思想是通过对电机的电流进行快速而精确的控制，以实现对电机转速和位置的稳定控制。
在电流环的控制器中，会将速度环PID调节后的输出作为输入，这个输入被称为“电流环给定”。
然后，这个给定值会与“电流环的反馈”值进行比较后的差值，在电流环内做PID 调节输出给电机。
这里的“电流环的反馈”并不是来自编码器的反馈，而是在驱动器内部安装在每相的霍尔元件（磁场感应变为电流电压信号）反馈给电流环的。
此外，在实际应用系统中，由于被控对象的参数不精确、外界干扰等情况的存在，开环控制会造成MPC控制器的预测输出与实际的系统输出之间存在误差值。
因此，为了提高控制精度和系统的稳定性，引入了反馈修正环节。
该环节会计算当前时刻的预测输出和系统实际输出值之间的误差，并以此来修正MPC控制器对下一时刻系统输出的预测值。
这样，求解出的最优控制量就加入了上一时刻反馈误差的考虑，从而形成了闭环控制系统，提高了控制品质和系统的抗扰性能。
PMSM矢量控制--电流采样及坐标变换专家解析
电流采样及坐标变换前言永磁同步电机（PMSM）应用范围广泛，经常用于新能源汽车、机床、工业等领域。
在实际使用中，我们经常采用矢量控制算法（FOC）完成PMSM的高性能控制。
矢量控制中通常采用双闭环结构，其中外环为速度环，内环为电流环。
为了实现PMSM高性能控制，我们会采用各种复杂的算法来实现目标，这其中电流环相关算法又是重中之重。
但是需要指出，电流环性能好坏除了与采用的算法有关之外，还与最基本的电流采样问题以及坐标变换问题紧密相关。
只有当这些细节问题研究到位之后，高性能的控制算法才会更好发挥作用。
本文档主要探讨电流环的电流采样问题、故障保护以及坐标变换问题。
1 单相电流采样模型及补偿图1为实际系统中电流采样系统示意图，主要电源（含参考源）、HALL电流传感器、放大及滤波电路、AD转换器。
对于实际采样系统而言，各个器件均不是理想的，综合起来会产生明显的赋值衰减和相位滞后，这势必会降低控制性能。
图1 电流采样系统示意图HALL电流传感器：（1）增益非线性：即使采样的电流为直流时，也会在电流较大时产生增益下降，即增益非线性（饱和效应）。
进行建模时，认为增益非线性只是改变了输出HALL输出电压幅值，并不产生相位滞后。
记为G。
Non（2） 低通特性：此特性会随着电流频率的变化而产生不同程度的相位滞后和幅值衰减。
记为()LPF1G s 。
由上述可知，HALL 传感器的传递函数为()()HALL Non LPF1G s G G s =⋅。
图2为传输非线性Non G 的示意图。
由此图可见在-400A~400A 是线性区域，增益为1pu ；而电流处于-700A~-400A 以及400A~700A 范围内时增益下降到了0.98pu ；当电流处于-900A~-700A 以及700A~900A 范围内时增益下降到了0.952pu 。
为了后续分析方便，这里假设()LPF11=3e -061G s s +。
实际系统的()LPF1G s 可由测试或者查询HALL 传感器的数据手册得到。
基于矢量控制的PMSM位置伺服系统电流滞环控制仿真分析
点) 位置对正弦波进行采样时 ,由阶梯波与三角波 的交点所确定的脉宽 ,在一个载波周期 (即采样周 期) 内的位置是对称的 ,这种方法称为对称规则采 样 。该方式可以使得输出的电压较非对称采样规 则高 ,同时使微处理器工作量减少 。
图 4 电流滞环跟踪控制电流波形示意图
3. 2 三角载波比较方式的电流滞环控制 采用三角载波比较方式基本原理是 :把指令
2 PMSM 位置伺服系统矢量控制 方案
建立 PMSM 及其驱动器的传递函数 。以凸
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电气传动 2006 年 第 36 卷 第 6 期
基于矢量控制的 PMSM 位置伺服系统电流滞环控制仿真分析
装式转子结构的 PMSM 为对象 ,在假设磁路不饱
和 ,不计磁滞和涡流损耗影响 ,空间磁场呈正弦分
布的条件下 ,当永磁同步电机转子为圆筒形 ( L d
= L q = L ) ,摩擦系数 B = 0 , 得 d , q 坐标系上永磁
电气传动 2006 年 第 36 卷 第 6 期
输出正电平 ,驱动上桥臂功率开关器件 S1 导通 , 此时逆变器输出正电压 , 使实际电流增大 。当实 际电流增大到与给定电流相等时 , 滞环控制器仍 保持正电平输出 , S1 保持导通 , 使实际电流继续 增大直到达到 ia = iaref + h , 使滞环翻转 , 滞环控制 器输出负电平 ,关断 S1 ,并经延时后驱动 S4 。
Abstract :Hysteresis2band current2co nt rol scheme of PMSM po sition servo system based o n vector co nt rol is analyzed deeply. For t he sake of high2performance current2loop in po sitio n servo system , we st udied general hysteresis2band current2cont rol and t riangular carrier wave hysteresis2band current2cont rol. Simulatio n models of t he two mode are build in Matlab , by t he simulatio n analysis , we can know t hat general hysteresis2band cur2 rent2cont rol will seriously influence o n performance of system , and triangular carrier wave hysteresis2band cur2 rent2cont rol can be used for good cont rol perfo rmance. When t riangular carrier wave hysteresis2band current2 co nt rol is used , analytical result s are good agreement wit h t he simulation result s , and t he result s can p rovide t heoretical basis fo r t he design of servo system.
引入主动阻尼的PMSM电流环控制策略研究
第53卷第3期2019年3月电力电子技术Power ElectronicsVol.53,No.3March2019引入主动阻尼的PMSM电流环控制策略研究寇天明，李好文，郑岗，杨佳瑞(西安理工大学，自动化与信息工程学院，陕西西安710048)摘要：为了提高永磁同步电机(PMSM)电流环的抗扰动性能，在电流环控制器中引入主动阻尼控制，针对主动阻尼对控制系统固有延时敏感的问题，提出了一种引入主动阻尼控制加Smith预估器的控制方法。
该方法釆用Smith预估器对控制系统固有延时进行补偿，可降低系统延时对主动阻尼控制性能的影响，提高了电流环的动态性能，并分析了Smith预估器对模型参数失配的鲁棒性。
实验结果验证了所提方法的有效性和正确性。
关键词：永磁同步电机；主动阻尼；系统延时中图分类号:TM351文献标识码：A文章编号:1000-100X(2019)03-0014-03Research on PMSM Current Loop Control Strategy With Active Damping KOU Tian-ming,LI Hao-wen,ZHENG Gang,YANG Jia-rui(Xi'an University of Technology,Xi'an710048,China)Abstract:In order to improve the anti-disturbance performance of the permanent magnet synchronous motor(PMSM)current loop,active damping control is introduced in current loop controller.Aiming at the problem that the active damping is sensitive to the inherent delay of the control system,a control method with active damping control and Smith predictor is proposed.The method uses Smith predict controller to compensate the inherent delay of the control system,which reduces the impact of system delay on active damping control performance and improves the dynamic performance of the current loop.In addition,the robustness of the Smith predictor controller to model parameter mismatch is analyzed.The validity and correctness of the proposed method are verified by experimental results.Keywords:permanent magnet synchronous motor；active damping；system delayFoundation Project:Supported by Discipline Special Foundation of Shaanxi Province(No.5X1301)1引言PMSM具有功率密度高，效率高，可靠性高等优点而获得广泛应用，如何提高PMSM控制系统抗扰动性能的研究受到国内外学者的关注，文献［1-3］提出了一些方法,但均有不足。
基于电流反馈解耦的永磁同步电机矢量控制研究
基于电流反馈解耦的永磁同步电机矢量控制研究永磁同步电机（PMSM）是一种高效率、高功率密度的电机，广泛应用于工业、交通、家电等领域。
矢量控制是PMSM最常用的控制方法之一，它可以实现高精度的转矩控制和高效率的运行。
本文将介绍基于电流反馈解耦的PMSM矢量控制研究。
1. PMSM矢量控制原理PMSM矢量控制的基本原理是将三相交流电压分解为两个正交的磁场，即定子坐标系下的磁场和转子坐标系下的磁场。
通过控制定子坐标系下的磁场和转子坐标系下的磁场的大小和相位差，可以实现对电机的转矩和转速的控制。
2. 电流反馈解耦在PMSM矢量控制中，电流反馈解耦是一种常用的控制方法。
它可以将三相电流分解为两个正交的磁轴电流和一个零序电流。
通过控制磁轴电流的大小和相位差，可以实现对电机的转矩和转速的控制。
电流反馈解耦的基本原理是利用电机的电感和电阻特性，将三相电流分解为两个正交的磁轴电流和一个零序电流。
其中，磁轴电流分别对应于定子坐标系下的d轴电流和q轴电流，它们分别控制电机的磁场和转矩。
零序电流对应于电机的不平衡和谐波电流，它不参与电机的转矩和转速控制。
3. 基于电流反馈解耦的PMSM矢量控制基于电流反馈解耦的PMSM矢量控制包括两个主要步骤：电流反馈解耦和磁场定向控制。
在电流反馈解耦中，通过控制d轴电流和q轴电流的大小和相位差，实现对电机的转矩和转速的控制。
在磁场定向控制中，通过控制磁场的大小和相位差，实现对电机的转速和位置的控制。
电流反馈解耦的控制方法有多种，其中最常用的是基于PI控制器的控制方法。
PI控制器可以根据电机的实际状态和目标状态，自适应地调整d轴电流和q轴电流的大小和相位差，实现对电机的转矩和转速的控制。
4. 结论基于电流反馈解耦的PMSM矢量控制是一种高效、高精度的电机控制方法。
它可以实现对电机的转矩、转速和位置的精确控制，广泛应用于工业、交通、家电等领域。
在实际应用中，需要根据电机的实际情况和控制要求，选择合适的控制方法和参数，实现最优的控制效果。
PMSM电流环速度环位置环设计与实现中的心得体会
一：电流环参数的调节1：PMSM传动控制系统中，电机运行速度范围很宽，电流频率范围从零到上百赫兹，要在这么宽的频率范围内准确地检测电机电流，常选用霍尔元件实现电机电流的检测。
霍尔检测方法优点：动态响应好，信号传输线性及频带范围宽等优点。
为保证电机对称运行，电流三相各反馈信道的反馈系数必须相等，这就要精心选择调理电路组件，仔细调整反馈回路参数。
信号调理电路使用模拟放大器时，放大器的零漂是影响电机低速运行性能的主要因素，要仔细调整放大器，将零点漂移控制在10mv以内。
2：PMSM调速系统需要电机有很宽的调速范围，达到10^4：1以上，要在这么宽的速度范围内检测出电机的速度，以实现调速系统的控制确实是个很重要的问题。
尽管T法在低速时有很好的测速精度，但研究调速系统控制的论文极少见使用(T或M/T)法测速的，基本上都是采用M法测速。
实际上，当电机处于极低转速时，电机能否稳定运行不仅仅取决于位置传感器及其所送来的脉冲信号，还有速度调节器的作用，以及电流环与电机转子惯性环节的影响，所以，M法仍可用于低速范围内电机速度的检测与反馈。
3：电流调节器参数对电流环的动态响应具有决定性影响。
电流调节器比例系数越大，电流阶跃跟踪响应速度越快，响应的超调越大，振荡次数越多。
电流调节器的积分系数越大，电流阶跃跟踪响应的稳态误差越小，但太大会引起电流环振荡。
PMSM调速控制系统的电流环控制对象为PWM逆变器、电机电枢绕组、电流检测环节组成。
在实际系统运行过程中，电流环的相应受电机反电势的影响，电流环动态响应不好，为提高永磁同步电机调速系统电流环动态响应性能，抑制反电动势对电流环的影响，在实际系统电流调节器制作时，比例和积分系数均做了调整，增大比例系数，减小积分时间常数。
电流环响应若不加微分负反馈环节，电流环动态响应将会出现振荡与超调。
然而实际应用中，通常不加微分反馈环节，因为微分极易引起系统的振荡。
而且按照电流环I型系统的校正原则，采用PI控制才能实现电流环系统的稳定性和高动态响应。
TI程序PMSM3_1心得
在主程序中有rc1.TargetValue = _IQ(SpeedRef);rc1.calc(&rc1);这两条语句。
rc1.TargetValue是rc1这个结构体中的变量。
从TI网站上下载的pmsm的例程中，初始化在头文件和主函数的开头。
接着在Include中找到了rmp_cntl.h这个文件。
有以下typedef struct { _iq TargetValue; // Input: Target input (pu)Uint32 RampDelayMax; // Parameter: Maximum delay rate (Q0) - independently with global Q _iq RampLowLimit; // Parameter: Minimum limit_iq RampHighLimit; // Parameter: Maximum limit (pu)Uint32 RampDelayCount; // Variable: Incremental delay (Q0) - independently with global Q_iq SetpointValue; // Output: Target outputUint32 EqualFlag; // Output: Flag output (Q0) - independently with global Qvoid (*calc)(); // Pointer to calculation function} RMPCNTL;结构体，搜索RMPCNTL，有以下In file C:\tidcs\DMC\c28\v32x\sys\pmsm3_1_281x\cIQmath\src\pmsm3_1.c ...Line 103: RMPCNTL rc1 = RMPCNTL_DEFAULTS;这样rc1就被定义为了一个结构体。
PMSM电机矢量控制之电流采样原理分析
PMSM 电机矢量控制之电流采样原理分析摘要：本文分析了PMSM 电机磁场定向控制(FOC)器的电流采集硬件电路，包括母线电流采样和相线电流采样的电路分析。
以下电路是业界常用、稳定、经典的不二之选，工作之余，在此与同僚分享一下。
15621R Uop Up R Up Vcc ----------------------------------------(1-1)158N 157NO R U R U U -------------------------------------------------(1-2)P NU U -----------------------------------------------------------(1-3)整理后，代入数值得：230U 220V 10U OPCC P -----------------------------------------(1-4)O NU 11.21.2U ----------------------------------------------------(1-5) P NU U -----------------------------------------------------------(1-6)最终，推出：OP O U 8.93V 1.34U -----------------------------------------(1-7)一、当MOS 管IRFB3607处于正向导通状态时，电流在一定范围内会使二极管D13处于不导通状态(Up-Un<0.7V)，但是电流超过阈值后，便会使二极管D13导通，并将电压嵌制在0.7V 。
当MOS 管IRFB3607处于反向导通状态时，其体二极管也起到电压嵌制作用，电路工作原理相似。
5692BM P 93P CC R R U U R U V ---------------------------------------------------------------------(2-1)132OPN 140NO R U U R U U ---------------------------------------------------------------------(2-2)P NU U ---------------------------------------------------------------------------------------(2-3) 令15692R R R ，代入上式(2-1)，整理得：931BM93CC1PR R U R V R U ----------------------------------------------------------------------(2-4)140132OP140O132NR R U R U R U --------------------------------------------------------------------(2-5)P N U U ----------------------------------------------------------------------------------------(2-6)整理以上各式可得：OP 931132931140BM93113214013293CC9311321401321OU )R (R R )R (R R U )R (R R )R (R R V )R (R R )R (R R U ------(2-7)分析(2-7)式可知，第一项应该是基准电压，必须有CC CC9311321401321V 21V )R (R R )R (R R ，第二项和第三项的系数应该相等，即)R (R R )R (R R )R (R R )R (R R 93113293114093113214013293，以此获取下桥臂MOS 管的管压降值。
基于电流反馈解耦的永磁同步电机矢量控制研究
基于电流反馈解耦的永磁同步电机矢量控制研究一、引言永磁同步电机（Permanent Magnet Synchronous Motor，简称PMSM）由于其高效率、高功率密度和良好的动态性能，被广泛应用于工业和交通领域。
在PMSM控制中，矢量控制是一种常用的控制技术，其通过控制电机的电流和转子位置以实现精确的控制。
然而，PMSM控制中的交叉耦合和电流传感器的非线性等问题，限制了控制系统的性能和精度。
本文旨在通过基于电流反馈解耦的方法，对PMSM的矢量控制进行深入研究和探讨。
二、矢量控制原理1.矢量控制概述矢量控制是一种基于转子参考帧的控制方法，通过将PMSM电流和电压转换到dq坐标系下，以实现无触点的控制。
矢量控制可分为直接矢量控制和间接矢量控制两种方法。
2.直接矢量控制（Direct Vector Control）直接矢量控制是一种通过控制定子电流和转子磁链矢量，实现PMSM转矩和磁通的无触点控制方法。
直接矢量控制包含以下步骤：•dq坐标变换•转子磁链估算•转子磁链方向控制•定子电流控制3.间接矢量控制（Indirect Vector Control）间接矢量控制是一种通过控制PMSM的电压，以实现转子位置和速度的闭环控制方法。
间接矢量控制包含以下步骤：•dq坐标变换•转子位置估算•位置反馈环•转子位置和速度控制三、电流反馈解耦技术在传统的矢量控制中，由于PMSM的定子电流是交叉耦合的，即dq轴之间存在相互影响，会导致系统的性能下降。
因此，电流反馈解耦技术可以用来提高系统的响应速度和稳定性。
电流反馈解耦技术主要包括以下几个方面的内容：1.dq电流反馈解耦通过采用dq坐标系下的控制方法，可以实现定子电流之间的解耦。
2.PI控制器的设计利用PI控制器对dq电流进行控制，实现定子电流的精确控制。
3.动态参考电流生成通过动态参考电流生成技术，可以提高系统的动态响应和稳定性。
4.静态参考电流生成通过静态参考电流生成技术，可以提高系统的静态精度和稳定性。
PMSM电流环速度环位置环设计与实现中的心得体会（精选五篇）
PMSM电流环速度环位置环设计与实现中的心得体会（精选五篇）第一篇：PMSM电流环速度环位置环设计与实现中的心得体会一：电流环参数的调节1：PMSM传动控制系统中，电机运行速度范围很宽，电流频率范围从零到上百赫兹，要在这么宽的频率范围内准确地检测电机电流，常选用霍尔元件实现电机电流的检测。
霍尔检测方法优点：动态响应好，信号传输线性及频带范围宽等优点。
为保证电机对称运行，电流三相各反馈信道的反馈系数必须相等，这就要精心选择调理电路组件，仔细调整反馈回路参数。
信号调理电路使用模拟放大器时，放大器的零漂是影响电机低速运行性能的主要因素，要仔细调整放大器，将零点漂移控制在10mv以内。
2：PMSM调速系统需要电机有很宽的调速范围，达到10^4 ：1 以上，要在这么宽的速度范围内检测出电机的速度，以实现调速系统的控制确实是个很重要的问题。
尽管T法在低速时有很好的测速精度，但研究调速系统控制的论文极少见使用(T或M/T)法测速的，基本上都是采用M法测速。
实际上，当电机处于极低转速时，电机能否稳定运行不仅仅取决于位置传感器及其所送来的脉冲信号，还有速度调节器的作用，以及电流环与电机转子惯性环节的影响，所以，M法仍可用于低速范围内电机速度的检测与反馈。
3：电流调节器参数对电流环的动态响应具有决定性影响。
电流调节器比例系数越大，电流阶跃跟踪响应速度越快，响应的超调越大，振荡次数越多。
电流调节器的积分系数越大，电流阶跃跟踪响应的稳态误差越小，但太大会引起电流环振荡。
PMSM调速控制系统的电流环控制对象为PWM逆变器、电机电枢绕组、电流检测环节组成。
在实际系统运行过程中，电流环的相应受电机反电势的影响，电流环动态响应不好，为提高永磁同步电机调速系统电流环动态响应性能，抑制反电动势对电流环的影响，在实际系统电流调节器制作时，比例和积分系数均做了调整，增大比例系数，减小积分时间常数。
电流环响应若不加微分负反馈环节，电流环动态响应将会出现振荡与超调。
PMSM矢量控制电流环的个人心得[1]
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用 使
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性发生变化，使电流解耦特性也发生变化，在电机高速时电流幅值和相位误差会增加。实际 简单、 通俗一点说就是如果假设控制器使用的是单纯的一个积分环节控制时， 基于这里控制 的是交流量，是带相位信息的电流，经过单纯积分后就会产生90度的相位滞后。 所以如果最后使用的是PI控制时， 用示波器看的话给定电压与反馈电流相位也能看出会 有接近90度偏差， （不是精确90度是因为不是单纯的积分环节，多了个比例环节） 。所以实际 做出这个PI控制后会发现空载电流会很大。 原因是给定电压与反馈电流相位的不对称就会导 致电机运行无功部分增大，而有功部分--输出机械能不变，进而会使定子电流增大。但是只 用P控制又发现系统性能不好，而且高速时还是会有相移。至于为什么转速较高时，其电流 环输出电流ABC与给定电流还是会出现幅值和相位上的偏差， 查阅了很多资料， 分析其原因。 有两个方面：一是电机反电势的对电流控制环的干扰，会随转速升高而增大。虽然可用提高 比例放大倍数来减少这一影响， 但有时又有受到直流端电压不能够任意提高的限制， 这个问 题一般通过前馈补偿方法。 二是通常采用的PI调节的工作频带不够宽。 工作频带这个问题跟 交流伺服的群主虫子交流后给支了一招：使用PID调节可以加宽带宽。但是最后试过效果好 像不太明显，可能是我没试明白。 至于前馈补偿大部分的资料都是通过电机参数和电机转速的运算出电压偏差然后进行， 这个可行度仔细想想其实很低。 所以后来想出别的办法：给定电压与反馈电流相位差可以 但是又因为经过PI调节中有个P其实已 通过在开始时计算 λ = θ + 90° 时强行进行角度补偿。 经不是单纯一个积分环节了， 所以这个相位差就不可能是准确的90度了。 而且实际就算是正 常的交流或直流跟踪控制系统也会有些许的相位偏差， 所以这个相位就不能单纯的直接补偿 90度了。 还是不太可行， 不过后来鄙人又试通过实际检测出给定电压与反馈电流相位差后再 进行补偿（这个应该也算是一个的闭环控制，或者也可以叫前馈补偿）但是这个方法需要有 个精确的检测相位差的方法和装置。在这里介绍一种方法：实际检测反馈电流过零点（软硬 件） 时对应在芯片内部运算出的编码角度值， 这样就能得出给定电压与反馈电流相位差并据 此进行补偿。 另外在实际做这个时一定要注意5-9公式中的那个负号，搞明白这个输出极性正负的问 题，因为通常DSP 的EVA 动作寄存器ACTRA都设定上桥为高有效（大部分程序设定高有 效是基于死区的考虑） ，这样实际上桥的比较值CMPR与输出的占空比是成反比的，而电机 三个绕组的极性又是与上桥一致的。所以实际使用时电流经过P或PI调节输出后可以直接赋 予CMPR，公式中的负号已通过ACTRA的设置实现。 或许经过我这么一说好像交流控制只是在电流开环时易于上手，在做到后期时是比较复 杂，好像是一无是处，其实也不尽然，交流控制器还是能够保证系统具有快速响应特性的。 另外在做完交流跟踪控制后你会发现理解并实现起直流跟踪控制会非常轻松。 ⑵直流跟踪控制法 这个方法因为电流环控制的是直流电流信号，直流信号就不会有上面交流信号滞后90 度的问题。 并且直流信号恰好具有对运行频带不敏感的特点， 从而可在一定程度上扩大电流 器的工作范围。 至于直流控制法书上基本都有较详细的说明，这里将略为述说。 PMSM 矢量控制直流跟踪控制法(DC 法)系统结构图如图 2 示：系统采用速度和电流闭 环控制。电机 A 相、B 相绕组电流 ia 、 ib 经过 Clarke 变换得到 αβ 方向的电流 iα 、 iβ ，将 三相静止坐标转换成二相静止坐标。 说白了这一变换就是根据功率等效原则将三相绕组电机 等效成二相绕组电机 （我们知道三相绕组电机通三相互差 120 相角度电流便能得到幅值不变 角度旋转的圆形磁链矢量，而二相通差 90 相角度的电流也能达到这样的旋转圆形磁链矢
永磁同步电动机PMSM电流控制
永磁同步电动机PMSM 电流控制1、引言由于结构简单、体积小、重量轻、低速性能好，永磁同步电动机(PMSM)在机器人、数控机床、航空航天、办公自动化等高性能伺服驱动领域受到了广泛关注[1]。
在永磁同步电动机交流伺服系统中，控制一般分成两步进行：一是位置或转速控制；二是电磁转矩或定子电流的控制。
由于电机位置或转速的控制归根结底是通过电磁转矩或定子电流的控制实现的，因此电磁转矩或定子电流控制的好坏直接决定了系统伺服性能的优劣[2]，并成为交流伺服系统的重要组成部分。
对于永磁同步电动机交流伺服系统，一般采用矢量控制方法或直接转矩控制方法。
矢量控制可通过一系列的矢量变换，使转子磁链与定子磁链正交，电磁转矩控制性能好，调速范围宽，但转子参数的变化对控制性能有较大的影响。
直接转矩控制则直接对电机的转矩进行反馈控制，从而可以抑制磁链变化对转矩的影响，近似实现转矩与磁链的解耦，控制结构简单，动态响应好，但电机转矩脉动大，低速性能较差[3-4]。
正是由于传统控制方法具有一定的局限性，人们开始探讨永磁同步电动机的新型控制策略，并试图把现代控制理论的成果应用到永磁同步电动机的控制中，以解决永磁同步电动机数学模型的非线性和强耦合问题。
到目前为止，已有多种控制方法被应用到永磁同步电动机中，如自适应控制、滑模变结构控制、非线性控制、智能控制等。
但有的控制算法过于复杂，导致实现困难或实时性极差；有的控制算法则过分依赖于电机的精确数学模型[5]，鲁棒性较差等等。
为此，本文从PMSM 电磁转矩与三相电流幅值之间的关系出发，研究了一种简易的电流控制方法。
该方法仅用一个电流幅值控制器，即可实现三相电流以及电磁转矩的间接控制，且不需复杂的坐标变换，简化了系统控制结构，提高了系统的实时性。
本文以下部分是这样安排的：第二部分对PMSM 的数学模型进行了简单介绍；第三部分则给出了PMSM 的简易电流控制方法；第四部分则对电流幅值反馈信号如何提取进行了研究；第五部分则以某PMSM 为例，对本文的方法进行了实验验证；第六部分给出了本文的结论。
基于矢量控制的PMSM位置伺服系统电流滞环控制仿真分析
ｒ ｎ － ｏ ｔｏ ａ ｅ ｕ ｅ ｏ ｏ ｄ ｃ ｎ ｒ ｌｐ ｒｏ ｍａ ｃ ．Ｗ ｈ ｎ ｔｉ ｎ ｕ ａ ａ ｒｅ ｖ ｙ ｔ ｒ ｓｓ ｂ ｎ ｕ ｒ ｎ － ｅ ｔｃ ｎ ｒ ｌ ｎ ｂ ｓ ｄ ｆ ｒｇ ｏ ｏ ｔｏ ｅ ｆ ｒ ｎ ｅ ｃ ｅ ｒ ｇ ｌ ｒ ｃ ｒ ｉｒ ｗａ ｅ ｈ ｓ ｅ ｅ ｉ－ ａ ｄ ｃ ｒ ｅ ｔ ａ
陈 先锋 舒 志兵 赵 英 凯
南京 工业 大 学
摘 要 ： 入 分 析 基 于 矢 量 控 制 的永 磁 同 步 电 动 机 （ ＭＳ ） 置 伺 服 系 统 电 流 滞 环 控 制 方 案 。为 了 实 现 深 Ｐ Ｍ 位
高 性 能 的 位 置 伺 服 电 流 环 控 制 ， 比了 常 规 电流 滞 环 控 制 和 三 角 波 载 波 比较 方 式 的 电 流 滞 环 控 制 。 在 Ｍａ— 对 ｔ
ｌ ａ ｂ中搭 建 了 两 种 电 流 滞 环 控 制 方 式 的仿 真模 型 ， 过 仿 真 分 析 得 出 采 用 常 规 电 流 滞 环 控 制 对 系 统 的整 体 性 通
能影 响 比 较 大 ， 采 用 的 三 角 载 波 比较 方 式 的 电流 滞 环 控 制 容 易 获 得 良好 的 控 制 效 果 。采 用 的三 角 载 波 比较 而 方 式 的 电 流 滞 环 控 制 的 仿 真 结 果 被 进 一 步 验证 ， 且 为位 置伺 服 系 统 的 整 体 设 计 提 供 了理 论 基 础 。 并 关 键 词 ： 置伺 服 系 统 位 矢 量 控 制 电 流 滞 环 控 制 永 磁 同 步 电 动 机
ｏ ｈｅ ｔ ｏ ｅ ｂ ｌ ｎ Ｍ ａ ｌｂ，ｂｙ ｔ ｉ ｕｌ ｉ ｎ ａ ｌ ｓｓ，ｗ ｅｃ ｎ ｋｎ ｆｔ ｗｏ ｍ ｄｅａｒ ｕｉｄ ｉ ｔａ ｈｅｓｍ ａｔｏ ｎａ ｙ ｉ ａ ｏｗ ｈａ ｅ ｒ ｌｈｙ ｔ ｅ ｉ— ａ ｕｒ ｔ ｔｇ ｎｅ ａ ｓ ｅｒ ｓｓ ｂ ｎｄ ｃ — ｒ ｎｔｃ ｅ － ｏｎｔｏｌｗ ｉｌｓ ｒｏｕ ｌ ｎｆｕ ｎｃ ｅｒｏｒ ａ ｅ ｏ ｙ ｔ ｍ ，ａ ｒａ ｕｌｒｃ ｒｅ ｖｅｈｙｓ ｅ ｅ ｉ— ａ ｕｒ ｒ ｌ ｅ ｉ ｓ ｙ ｉ ｌ ｅ ｅ ｏｎ ｐ ｆ ｍ ｎｃ ｆｓ ｓ ｅ ｎｄ ｔ ｉｎｇ ａ ａｒｉ ｒｗａ ｔ ｒ ｓｓ ｂ ｎｄ ｃ —
PMSM电流环速度环位置环设计与实现中的心得体会
一：电流环参数的调节1：PMSM传动控制系统中，电机运行速度范围很宽，电流频率范围从零到上百赫兹，要在这么宽的频率范围内准确地检测电机电流，常选用霍尔元件实现电机电流的检测。
霍尔检测方法优点：动态响应好，信号传输线性及频带范围宽等优点。
为保证电机对称运行，电流三相各反馈信道的反馈系数必须相等，这就要精心选择调理电路组件，仔细调整反馈回路参数。
信号调理电路使用模拟放大器时，放大器的零漂是影响电机低速运行性能的主要因素，要仔细调整放大器，将零点漂移控制在10mv以内。
2：PMSM调速系统需要电机有很宽的调速范围，达到10^4 ：1 以上，要在这么宽的速度范围内检测出电机的速度，以实现调速系统的控制确实是个很重要的问题。
尽管T法在低速时有很好的测速精度，但研究调速系统控制的论文极少见使用(T或M/T)法测速的，基本上都是采用M法测速。
实际上，当电机处于极低转速时，电机能否稳定运行不仅仅取决于位置传感器及其所送来的脉冲信号，还有速度调节器的作用，以及电流环与电机转子惯性环节的影响，所以，M法仍可用于低速范围内电机速度的检测与反馈。
3：电流调节器参数对电流环的动态响应具有决定性影响。
电流调节器比例系数越大，电流阶跃跟踪响应速度越快，响应的超调越大，振荡次数越多。
电流调节器的积分系数越大，电流阶跃跟踪响应的稳态误差越小，但太大会引起电流环振荡。
PMSM调速控制系统的电流环控制对象为PWM逆变器、电机电枢绕组、电流检测环节组成。
在实际系统运行过程中，电流环的相应受电机反电势的影响，电流环动态响应不好，为提高永磁同步电机调速系统电流环动态响应性能，抑制反电动势对电流环的影响，在实际系统电流调节器制作时，比例和积分系数均做了调整，增大比例系数，减小积分时间常数。
电流环响应若不加微分负反馈环节，电流环动态响应将会出现振荡与超调。
然而实际应用中，通常不加微分反馈环节，因为微分极易引起系统的振荡。
而且按照电流环I型系统的校正原则，采用PI控制才能实现电流环系统的稳定性和高动态响应。
PMSM矢量控制电流环的个人心得
PMSM矢量控制电流环的个人心得首先，PMSM矢量控制电流环是一种基于数学模型的控制方法。
在PMSM控制系统中，电流环主要是用来控制电机的转矩和速度。
通过电流环，可以实现对电机电流的精确控制，进而实现对电机的转矩和速度的控制。
因此，对电流环的调试和参数设置非常重要。
在我的实践中，我发现在调试和参数设置过程中，需要仔细观察电流波形和PID参数的变化情况，根据实际需求进行调整。
其次，PMSM矢量控制电流环需要合理选择控制策略。
在实际应用中，有很多种电流环的控制策略可供选择，如PI控制、PID控制、模糊控制等。
我发现，在不同的应用场景下，选择不同的控制策略会有不同的效果。
在测速度较高或转矩要求较高的情况下，使用PID控制往往能够达到较好的控制效果。
而对于转速较低或转矩要求相对较低的情况，使用PI控制也能够实现较好的控制效果。
因此，在应用中需要根据实际情况选择合适的控制策略。
此外，PMSM矢量控制电流环需要合理设置控制参数。
在这个过程中，我观察到电流环的控制参数对系统的性能和稳定性有很大的影响。
在我的实践中，我通常会先进行一些初步的参数设置，然后通过实验和观察进行进一步的调整和优化。
在设置控制参数时，需要注意根据实际情况调整比例、积分和微分参数的值，使系统能够快速响应、稳定运行，并兼顾系统的抗干扰性能。
最后，PMSM矢量控制电流环需要进行系统的参数辨识和建模。
在实际应用中，系统参数往往会受到一些因素的影响，如温度、湿度等。
因此，对于控制系统的参数辨识和建模非常重要。
通过对系统参数的辨识和建模，可以更准确地进行控制参数的设置，并提高控制系统的性能和稳定性。
总之，PMSM矢量控制电流环是一种非常重要的电机控制技术，在实际应用中具有广泛的应用前景。
通过对PMSM矢量控制电流环的研究和实践，我对其有了一些个人心得。
希望我的一些体会和总结对PMSM矢量控制电流环的研究和应用有所帮助。
PMSM电机矢量控制之电流采样原理分析
PMSM 电机矢量控制之电流采样原理分析摘要：本文分析了PMSM 电机磁场定向控制(FOC ）器的电流采集硬件电路，包括母线电流采样和相线电流采样的电路分析.以下电路是业界常用、稳定、经典的不二之选,工作之余,在此与同僚分享一下。
15621R Uop Up R Up Vcc -=-—--—--—-—————-—----——--—--—-—--—---—-——-（1-1） 158N 157N O R U R U U =-——---—-----—--——-—-—-—————-------—-——--——————————(1—2)P N U U =-—---———--—--—-——-—-—--——------—----—----—-——-—-——--—----—-(1-3)整理后，代入数值得：230U 220V 10U OP CC P +=——-———--—--—--——-—-—---—--——--—-—-—--————（1—4） O N U 11.21.2U =————-————------—-——---—-——--————————-———-—----—-—--—（1-5)P N U U =-—-—-————--——-———————-—---—---—--—-—-—--—-——--———--——--——--（1-6)最终,推出：O P O U 8.93V 1.34U +=-—-—-—-—————----—-——----—-—————--—————-——（1-7)一、当MOS 管IRFB3607处于正向导通状态时，电流在一定范围内会使二极管D13处于不导通状态（Up —Un 〈0.7V ），但是电流超过阈值后，便会使二极管D13导通，并将电压嵌制在0.7V 。
当MOS 管IRFB3607处于反向导通状态时，其体二极管也起到电压嵌制作用，电路工作原理相似。
5692BM P 93P CC R R U U R U V +-=-————-----—---——-——-—-——--——---————-——--——-—-—————--———-—-—----—----—-（2-1）132OP N 140N O R U U R U U -=-——--—---—————-—-———-——-—---——--—---——------————--—---—------—---———-—（2—2）P N U U =-—--—-—----—-——--———-——-—----———-——--——---—-—-—---—-—---—---—--—-----—---—-———-———---—-（2-3)令15692R R R =+,代入上式（2-1），整理得：931BM 93CC 1P R R U R V R U ++=—-—--————---——-——------———--—---—-——---——————-———--—-—--—--—-—-——-—--—(2—4）140132OP 140O 132N R R U R U R U ++=—-—-————-—--—--—-—-------———--—-—---——-—-—-----—--———--—--—-——---——-（2-5）P N U U =—--——--——-———-—---—-----———---——-—--—-----—---—————---—---—--—-————-—-—-————----—-——-———(2—6)整理以上各式可得：OP 931132931140BM 93113214013293CC 9311321401321O U )R (R R )R (R R U )R (R R )R (R R V )R (R R )R (R R U ++-+++++=----—-(2-7） 分析(2-7）式可知，第一项应该是基准电压，必须有CC CC 9311321401321V 21V )R (R R )R (R R =++，第二项和第三项的系数应该相等,即)R (R R )R (R R )R (R R )R (R R 93113293114093113214013293++=++，以此获取下桥臂MOS 管的管压降值.但是,当把两个等式组成方程组求解参数时，发现方程组无解!说明没有一套合适的电阻参数同时满足如上两条件。
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公式就是在id= is cosβ=0（当三相合成的电流矢量is与d轴的夹角β等于90°时）的条件下推出 的。而且本人在分别做过交流和直流跟踪控制后,将直流跟踪控制的电流Clarke、Park变换进 行实际公式推导后，发现与5-9这个公式基本是一样的（只差一个常数） 。有兴趣的朋友可以 试着推导下。 可能还有兄弟会问为什么要试这个交流控制，而不直接按TI例程用直流控制呢？ 做过实际项目的兄弟会有这个体会：做一个系统每走一步都是很艰难的，每一步都会 遇到很多很多预想不到的问题，因此一定要走得脚踏实地。建议大家一个阶段步一定要分 成很多小环节，然后一个小环节一个小环节做，在试过并确定每个小环节分开都能达到预 想的功能的情况下再一个环节环节加进系统中。如果你一下直接把一个大环节未经分拆调 试直接加入系统中，那基本上都是不兼容的。 因为不确定因素实在太多了，你不可能都考 虑到。所以一定要循序渐进，切忌盲目 自信，急于求成。或者有这样的大侠能跨过这一步， 不过鄙人是至今未能遇到。 本人刚开始做的时候不明白的太多，对 SVPWM、坐标变换原理没搞太明白。相对而言交 流控制则非常通俗，好理解，基于 a-b-c 坐标系，结构简单，运算量少，易于实现电流开环 系统。加上有接触过别的电机 SPWM 控制，所以就选择先做这个了。 这个方案开始时只速度环，没加电流开环时的具体做法是，将速度环 PI 输出值经过运
* 算后不进行调节， 直接输入至比较单元。 即将速度环输出值作为 is 根据 5-9 公式算得给定 ia 、 * * ib 和 ic 输入至 CMPR 比较单元。 （注意公式 5-9 中负号的实现，用 dsp 的朋友可以通过设置
ACTRA 寄存器实现） 下面说说交流闭环跟踪控制具体做法和会出现的问题： 实际交流跟踪控制的调制方法可以说用的是SPWM，即 ia 、ib 、ic 与实际反馈值 ia 、ib 、
* * *
ic 的差值输入控制器中并输出给定电压信号即开关器件导通时间， （这个开关信号已经包括
三相正弦相位信号也即包含角度信息）由此输出SPWM去控制开关器件的开关。 电流调节器一般可采用滞环、P 或PI 调节器。当采用P调节器时，AC 法和DC 法的控 制效果完全相同；当采用PI 调节时，DC 法性能好，在这里的交流控制器就只选用P控制而 不用PI控制了，因为而AC 法等效交直轴电流分量会在控制器内产生耦合作用，电流控制特
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P D F 文件
用 使
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量） 。 再经 Park 变换得到 dq 方向的电流分量 id 、iq 。即将二相静止坐标转换成二相旋转坐 标转换至 D、Q 轴上。 iq 为励磁分量，在 PMSM 中希望励磁磁链全部转子永磁体产生，即 id=0，而定子电流只用于产生电磁转矩，满足以上条件，只需做到定子磁链角度超前转子磁 链 90 度（即定子旋转磁场始终保持 90 度角度差拖动转子转动） 。
* * * 用 λ 角去实现 is 到 ia 、 ib 和 ic 的转换过程，其实质是实现了对 is 方向的控制。 （方框框住的
运算部分实际上实现了把电流从 d − q 轴坐标系到 a − b − c 坐标系的变换）。三相电流给定
* * * ia 、ib 、ic 与实际反馈值 ia 、ib 、ic 的差值经过电流调节器 G ( S ) 运算得到给定电压信号 ua 、 * * * ub 、 uc 送入电压源型逆变器，使逆变输出的三相电流 ia 、 ib 、 ic 完全跟踪 ia 、 ib 、 ic ，也 就最终实现了对 is 大小及方向控制的目的。事实上交流跟踪控制法也是id=0控制，因为5-9
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P D F 文件
用 使
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永磁同步电机矢量控制交流跟踪控制法(AC 法)系统结构图如图 1 示系统同样采用速度 和电流闭环控制，速度环为外环，电流环为内环。由速度环的速度调节器输出综合电流大小 ，由于电磁转矩 Te 正比于 is ， is 也相当于转矩给定。 的给定 is （这里 is 的相位与 q 轴相同） 采用可连续检测电机转子位置信号的光电编码器，测得励磁磁极轴线（ d 轴）与 A 相绕组 轴线（ a 轴）之间的夹角 θ （转子位置角） ，即可得 is 与 a 轴的夹角 λ = θ + 90° 。根据 λ 角 的大小，把 is 分解成三相绕组电流的（这三个相电流给定是电流的瞬时值给定） 。可得 * ia = is cos ( λ) = is − sin (θ ) * （5-9） − sin (θ − 120° ) ib = is cos ( λ − 120° ) = is * ic = is cos ( λ + 120° ) = is − sin (θ + 120° )
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用 使
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性发生变化，使电流解耦特性也发生变化，在电机高速时电流幅值和相位误差会增加。实际 简单、 通俗一点说就是如果假设控制器使用的是单纯的一个积分环节控制时， 基于这里控制 的是交流量，是带相位信息的电流，经过单纯积分后就会产生90度的相位滞后。 所以如果最后使用的是PI控制时， 用示波器看的话给定电压与反馈电流相位也能看出会 有接近90度偏差， （不是精确90度是因为不是单纯的积分环节，多了个比例环节） 。所以实际 做出这个PI控制后会发现空载电流会很大。 原因是给定电压与反馈电流相位的不对称就会导 致电机运行无功部分增大，而有功部分--输出机械能不变，进而会使定子电流增大。但是只 用P控制又发现系统性能不好，而且高速时还是会有相移。至于为什么转速较高时，其电流 环输出电流ABC与给定电流还是会出现幅值和相位上的偏差， 查阅了很多资料， 分析其原因。 有两个方面：一是电机反电势的对电流控制环的干扰，会随转速升高而增大。虽然可用提高 比例放大倍数来减少这一影响， 但有时又有受到直流端电压不能够任意提高的限制， 这个问 题一般通过前馈补偿方法。 二是通常采用的PI调节的工作频带不够宽。 工作频带这个问题跟 交流伺服的群主虫子交流后给支了一招：使用PID调节可以加宽带宽。但是最后试过效果好 像不太明显，可能是我没试明白。 至于前馈补偿大部分的资料都是通过电机参数和电机转速的运算出电压偏差然后进行， 这个可行度仔细想想其实很低。 所以后来想出别的办法：给定电压与反馈电流相位差可以 但是又因为经过PI调节中有个P其实已 通过在开始时计算 λ = θ + 90° 时强行进行角度补偿。 经不是单纯一个积分环节了， 所以这个相位差就不可能是准确的90度了。 而且实际就算是正 常的交流或直流跟踪控制系统也会有些许的相位偏差， 所以这个相位就不能单纯的直接补偿 90度了。 还是不太可行， 不过后来鄙人又试通过实际检测出给定电压与反馈电流相位差后再 进行补偿（这个应该也算是一个的闭环控制，或者也可以叫前馈补偿）但是这个方法需要有 个精确的检测相位差的方法和装置。在这里介绍一种方法：实际检测反馈电流过零点（软硬 件） 时对应在芯片内部运算出的编码角度值， 这样就能得出给定电压与反馈电流相位差并据 此进行补偿。 另外在实际做这个时一定要注意5-9公式中的那个负号，搞明白这个输出极性正负的问 题，因为通常DSP 的EVA 动作寄存器ACTRA都设定上桥为高有效（大部分程序设定高有 效是基于死区的考虑） ，这样实际上桥的比较值CMPR与输出的占空比是成反比的，而电机 三个绕组的极性又是与上桥一致的。所以实际使用时电流经过P或PI调节输出后可以直接赋 予CMPR，公式中的负号已通过ACTRA的设置实现。 或许经过我这么一说好像交流控制只是在电流开环时易于上手，在做到后期时是比较复 杂，好像是一无是处，其实也不尽然，交流控制器还是能够保证系统具有快速响应特性的。 另外在做完交流跟踪控制后你会发现理解并实现起直流跟踪控制会非常轻松。 ⑵直流跟踪控制法 这个方法因为电流环控制的是直流电流信号，直流信号就不会有上面交流信号滞后90 度的问题。 并且直流信号恰好具有对运行频带不敏感的特点， 从而可在一定程度上扩大电流 器的工作范围。 至于直流控制法书上基本都有较详细的说明，这里将略为述说。 PMSM 矢量控制直流跟踪控制法(DC 法)系统结构图如图 2 示：系统采用速度和电流闭 环控制。电机 A 相、B 相绕组电流 ia 、 ib 经过 Clarke 变换得到 αβ 方向的电流 iα 、 iβ ，将 三相静止坐标转换成二相静止坐标。 说白了这一变换就是根据功率等效原则将三相绕组电机 等效成二相绕组电机 （我们知道三相绕组电机通三相互差 120 相角度电流便能得到幅值不变 角度旋转的圆形磁链矢量，而二相通差 90 相角度的电流也能达到这样的旋转圆形磁链矢