扩音机电路的设计--毕业设计

成绩齐鲁理工学院课程设计说明书题目扩音器的设计课程名称模拟电子啊技术二级学院机电工程学院专业电气工程及其自动化班级 2015级学生姓名沈坤学号 201510530039指导教师设计起止时间：2016年12月12日至2016年12月16日目录第1章方案设计 (2)第2章单元电路设计 (2)2.1前置放大器的设计 (2)2.2音调控制器的设计 (3)2.2.1低频工作时元器件参数的计算 (5)2.2.2高频工作时元器件参数的计算 (7)2.3功率输出级的设计 (10)2.3.1确定电源电压 (10)2.3.2功率输出级设计 (11)2.3.3电阻R17～R12的估算 (11)2.3.4确定静态偏置电路 (11)2.3.5反馈电阻R13与R14的确定 (12)参考文献 (13)附录1 总电路原理图 (14)扩音器的设计摘要：很多场合（如商场、学校、车站、体育场等）都安装有广播系统，它的主要功能是播放音乐、广播通知和要闻。

这些广播系统都含有扩音设备，用以把从话筒、录放卡座、CD机送出的微弱信号放大成能推动扬声器发声的大功率信号。

根据实际需要和放大器件的不同，扩声电路的设计也有很多种类。

作为电子线路的课题设计，本课题提出的扩声电路性能指标比较低，主要采用理论课题里介绍的运算放大集成电路和音频功率放大集成电路来构成扩声电路。

这种性能指标低的扩音器主要在于价格便宜，制作简单，不需要太多昂贵的集成块。

关键词扩声；音频功放；放大电路第1章方案设计采用运算集成电路和音频功率放大集成电路设计一个对话筒输出信号具有放大能力的扩声电路。

其电路方框图如图1-1所示：图1-1扩声电路原理框图前置放大主要完成对小信号的放大，一般要求输入阻抗高，输出阻抗低，频带要宽，噪声要小；音量控制主要实现对输入信号高、低音的提升和衰减。

第2章单元电路设计2.1 前置放大器的设计由于话筒提供发信号非常弱，故一般在音调控制器前面要加一个前置放大器。

该前置放大器的下限频率要小于音频控制器的低音转折频率，上限频率要大于音频控制器的高音转折频率。

考虑到所设计电路对频率响应及零输入（及输入短路）时的噪声、电流、电压的要求，前置放大器选用集成运算放大器LF353。

它是一种双路运算放大器，属于高输入阻抗低噪声集成器件。

其输入阻抗高为104MΩ，输入偏置电流仅有50х10-12A，单位增益频率为4MHZ，转换速率为13V/us，用做音频前置放大器十分理想，其外引线图如图2-1所示图2-1LF353外引线图前置放大电路由LF353组成的两极放大电路完成，如图2-2所示。

第一级放大电路的A u1=10，即1+R3/R2=10，取R2=10KΩ，R3=100KΩ。

取A u2=10（考虑增益余量），同样R5=10KΩ，R6=100Ω。

电阻R1、R2为放大电路偏置电阻，取R1=R4=100KΩ。

耦合电容C1与C2取10uF，C4与C11取100uF，以保证扩声电路的低频响应。

图2-2前置放大器其他元器件的参数选择为：C3=100pF，R7=22KΩ。

电路电源为±12V。

2.2 音调控制器的设计音调控制器的功能是，根据需要按一定的规律控制、调节音响放大器的频率响应，更好地满足人耳的听觉特性。

一般音调控制器只对低音和高音信号的增益进行提升或衰减，而中音信号的增益不变，音调控制器的电路结构有多种形式，常用的典型电路结构如图2-3所示。

该电路的音调控制曲线（即频率响应）如图2-4所示。

音调控制曲线中给出了相应的转折频率：F l1表示低音转折频率，F l2表示中音下限频率，F0表示中音频率（即中心频率），要求电路对此频率信号没有衰减和提升作用，F h1表示中音上限频率，F h2表示高音转折频率。

图2-3音调控制器电路图2-4 音频控制器频率响应曲线音调控制器的设计主要是根据转折频率的不同来选择电位器、电阻及电容参数。

2.2.1 低频工作时元器件参数的计算音调控制器工作时在低音时（即F <F l ），由于电容C 5＜C 6=C 7故在低频时C 5可看成开路，音频控制电路此时可简化为图2-5，图2-6所示电路。

图2-5所示为电位器RP 1中间抽头处在左端，对应于低频提升最大的情况。

图2-6所示电位器RP 1中间抽头处在最右端，对应于低频衰减最大的情况。

下面分别进行讨论。

图2-5 低频提升电路f/HzAu/dB -20db/10倍数FL1 100Hz 10Hz FH2图2-6 低频衰减器1、低频提升由图2-5可求出低频提升电路的频率响应函数为11218110)(0wl jw wl jwR RRP R U U j i ++⋅+-==ω式中， 1711RP R C wL =，)()(10171012R R C R RP wL RP += 当频率F 远远小于F l1时，电容C 7近似开路，此时的增益为8101R R R A RP L += 当频率升高时，C 7的容抗减小，当频率F 远远小于F l1时，C 7近似短路，此时的增益为8100R R A = 在F l1＜F ＜F l2的增益范围内电压增益衰减率为-20dB/10倍频，即-6dB/倍频（若40HZ 对应的增益是20dB ，则2⨯40HZ=80HZ 时所对应的增益是14dB ）本设计要求中频增益为A 0=1（0dB ），且在100HZ 处有±12dB 的调节范围。

故当增益为0dB 时，对应的转折频率为400HZ （因为从12dB 到0dB 对应两个倍频程，所以对应频率是400HZ ）因此音调控制器的低音转折频率f 11=f l2/10=40HZ 。

电阻R 8，R 10及RP 1的取值范围一般为几千欧姆到几百千欧姆。

若取值过大，则运算放大器的漏电流的影响变大；若取值过小，则流入运算放大器的电流将超过其最大输出能力。

这里取R RP1=470KΩ。

由于A 0=1，故R 8=R 10。

又因为w l2/w l1=（R RP1+R 10）/R 10=10，所以R 8=R 10=RR P1/（10-1）=52KΩ，取R 9=R 8=R 10=51KΩ。

电容C 7可由式)114.32(117RP L R f C ⋅⨯=求得：C 7=0.00085uF ，取C 7=0.01uF 。

2、低频衰减在低频衰减电路中，如图6所示，若取电容C 6=C 7，则当工作频率f 远小于fL1，电容C 6近似开路，此时电路增益1810RP L R R R A += 当频率F 远大于F 12时，电容近似短路，此时电路增益8100R R A = 可见，低频端最大衰减倍数为1/10(即-20dB)。

2.2.2 高频工作时元器件参数的计算音调控制器在高频端工作时，电容C 6，C 7近似短路，此时音调控制电路可简化成图2-7所示电路。

为便于分析，将星形连接的电阻R 8=R 9=R 10转换成三角形连接，转换后如图2-8所。

所以R a =R b =R c =3R 8。

由于R c 跨接在电路的输入端和输出端之间，对控制电路无影响，故它可忽略不记。

图2-7 音调控制电路在高频段时的简化等效电路图2-8音调控制电路高频段简化电路的等效变换电路当RP2中间抽头处于最左端时，此时高频提升最大，等效电路如图2-9所示；当RP2中间抽头处于最右端时，此时高频衰减最大，等效电路如图2-10所示。

图2-9高频提升电路图2-10 高频衰减电路1、高频提升。

由图2-9可知，该电路是一个典型的高通滤波器，其增益函数为2111(wH jwwH jwRa Rb Ui Uo jw A ++∙-==） 其中，5)1111C R Ra wH +=（，51112C R wH =。

当F 远小于F h1时，电容C 5可近似开路，此时的增益为10==b R R A a（中频增益）当F 远大于F h2时，电容C 5近似为短路，此时的电压增益为11RaR R A b H = 当F h1≤F ≤F h2时，电压增益按20dB/10倍数的斜率增加。

由于设计任务中要求中频增益A 0=1，在10kHz 处有±12dB 的调节范围，所以求得F h1=2.5kHz 。

又因为ωH1/ωH2=（R 11+R a ）/R 11=AH ，高频最大提升量AH 一般也取10倍，所以F h 2=AH•F h1=25kHz 。

由(R 11+R a)/R 11=AH 得：R 11=R a/(AH-1)=17KΩ,取R 11=18kΩ。

由ωH2=1/R 11C 5得：C 5=1/(2ЛF h2R 11)=354pF,取C 5=330pF 。

高音调节电位器R p 2的阻值与R p 1相同，取RR p 2=470Kω。

2、高频衰减。

在高频衰减等效电路中，由于R a =R b ，其余元器件也相同。

所以有高频衰减的转折频率与高频提升的转折率相同。

高频最大衰减1/10（即-20dB ）。

2.3 功率输出级的设计功率输出级电路结构有许多种，选择由分立元器件组成的功率放大器或单片 集成功率放大器均可。

为了巩固在电子线路课程中所学的理论知识，这里选用集成运算放大器组成的典型OCT 功率放大器，其电路如图2-11所示，其中由运算放大器组成输入电压放大驱动级，由晶体管VT 1，VT 2，VT 3，VT 4组成的复合管为功率输出级。

三级管VT 1与VT 2都为NPN 管，仍组成NPN 型的复合管。

VT 3与VT 4为不同类型的晶体管，所组成的复合管导电极性由第1只脚决定，为PNP 型复合管。

图2-11 功率放大电路2.3.1 确定电源电压功率放大器的设计要求是最大输出功率W PO 8max =。

由公式L O m R U PO /2/12max ⨯=可得：RLUom Uom P Om ⋅⋅=21可得L R Po uom max 2=。

考虑到输出功率管VT 2与VT 4的饱和压降和发射极R 11与R 22的压降，电源电压常取V CC =（1.2～1.5）U Om 。

将已知参数带入上式，电源电压选取±12V 。

2.3.2 功率输出级设计1、输出晶体管的选择。

输出功率管VT2与VT4选择同类型的NPN型大功率管。

其承受的最大反向电压为U CEmax=2V CC。

每只晶体管的最大集电极电流为I Cmax V CC/RL=1.5A，每只晶体管的最大集电极功耗为：P Cmax=0.2P Omax=1.6W。

所以，在选择功率三极管时，除应使两管β的值尽量对称外，其极限参数还应满足系列关系：V BRCEO＞2V CC，ICM＞I Cmax，P CM＞P Cmax，P CM＞P Cmax。

根据上式关系，选择功率三极管为3DD01。

2、复合管的选择。

VT1与VT3分别与VT2与VT4组成复合管，它们承受的最大电压均为2V CC，考虑到R18与R20的分流作用和晶体管的损失，晶体管VT1与VT3的集电极功耗：P Cmax=（1.1-1.5）P C2max/β2而实际选择VT1，VT3参数要大于最大值。