反激变压器设计实例(二)

反激变压器设计实例（二）目录反激变压器设计实例（二） (1)导论 (1)一．自跟踪电压抑制 (2)2. 反激变换器“缓冲”电路 (4)3. 选择反击变换器功率元件 (5)3.1 输入整流器和电容器 (5)3.2 原边开关晶体管 (5)3.3 副边整流二极管 (5)3.4 输出电容 (6)4. 电路搭接和输出结果 (6)总结 (7)导论前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。

首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用1~2uF/W进行大概估算），这里选取1000uF作为输出电容。

初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A的输出，通过调节负载和占空比可以达到。

由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57mΩ，最终结果如图1所示。

图1.反激电路主拓扑图2.开关管电压、输出电压、输出电流首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。

查看图2中开关管电压曲线可以看出，其开关应力过高，不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。

在反激变换器中，有两个主要原因会引起高开关应力。

这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。

最明显的影响是由于变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。

其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。

一．自跟踪电压抑制当警惕管所在电路中带感性或变压器负载，在晶体管关断时，由于有能量存储在电感或变压器漏感的磁场中，在其集电极将会产生高压。

在反激变换器中，储存在变压器中的大部分能量在反激期间将会传递到副边。

可是由于漏感的存在，在反激期间开始时，除非采用一定形式的电压抑制，集电极电压会有增加的趋势。

在图3中，变压器漏感、输出电容电感和副边电路的回路电感集中为L TL，并折算到变压器原边与原边主电感L p相串联。

考虑在关断后紧接着导通这个动作，在此期间T1原边绕组中已建立电流。

当晶体管Q关断时，由于反激作用所有的变压器电压会反向。

不考虑输出整流二极管压降，副边电压V s不会超过输出电压V c。

由于漏感L TL，Q的集电极部分地脱离该钳位作用，而储存在L TL中的能量将使集电极电压更加正。

如果没提供钳位电路D2、C2，由于储存在L TL中的能量会重新进入Q集电极的漏电容中，则反激电压将高到具有破坏性的程度。

可是在图3中，稳态条件下要求的钳位作用由元件D2、C2和R2提供。

C2的电压充到比反馈回来的副边反激电压稍高一些。

当Q关断，集电极电压反激到该值，此时二极管D2导通并保持电压为常数（C2与得到的能量相比较大）。

在钳位作用结束时，C2上的电压比开始值稍高。

在周期的维持阶段，由于向R2放电，C2上的电压回到他原来的值。

因此多余的反激能量消耗在R2上。

如果所有的条件保持恒定，减小R2的值或漏感L TL，钳位电压就会减小。

图3.用于反激变换器原边降低应力的自跟踪集电极电压箝位图4.集电极电压波形，表示电压箝位作用由于反激超调具有有用的功能，因此不希望使钳位电压太低。

在反激作用期间，它提供附加的电压以驱动电流进入副边漏感。

这使变压器副边反激电流更加快速增加，改善了变压器效率并减小了R2上的损耗。

这对低电压、大电流的输出尤为重要，因为此时漏感相对较大。

所以选择较低的R2值，导致钳位电压太低是错误的。

最大允许的原边电压超调量由晶体管V CEX额定值控制，应不低于反馈的副边电压的30%。

如需要，应使用较少的副边匝数。

如果储存在L TL中的能量较大，要避免R2上有过多的损耗，则要用能量恢复绕组和二极管来替代该电网络，就像在正激变换器中使用的一样。

这可将多余的反激能量送回电源。

很明显，为了高效率并使Q上的应力最小，漏感L TL应尽可能小。

这可由变压器原副边良好的绝缘来得到。

同时也需要选择具有最小电感的输出电容，并且最重要的是副边电路的回路电感应最小。

后者可通过使导线与变压器尽可能近耦合，且合理绕制而得到。

音质电路板的走线应成对平行紧密耦合，距离要小。

主意这些细节会提供高效率、好的调节性以及在反激电源中有好的交叉调节性。

2. 反激变换器“缓冲”电路副边的击穿应力问题常由“缓冲电路”来解决。

图5表示一典型电路。

缓冲网络的设计在后续的文章中会详细进行介绍。

在离线反激变换器中为了减少副边击穿应力，需要在开关晶体管两端跨接缓冲网络。

同时常常需要缓冲整流二极管来减少击穿应力以及RF辐射问题。

在图5中，典型反激变换器的缓冲元件D s、R s、和C s跨接在Q两端，其作用是在Q关断时为原边感应驱动电流提供旁路和减少Q集电极的电压变化率。

工作原理如下：当Q开始关断时，其集电极上的电压将会升高，原边电流将经过二极管D s转移到电容C s。

晶体管Q关断非常快，其集电极上的dv/dt将由关断时集电极原有的电流和C s的值来决定。

集电极的电压会突然升高，直到限定值（2V cc）。

很短时间后，由于漏感，输出副边绕组上的电压将达到V sec（等于输出电压加二极管压降），反击电流将由原边交换到副边，经D1建立的电流速率由副边漏感决定。

实际上，Q不会立即关断，如果要避免副边击穿电压，缓冲元件用这样选择，使得Q集电极上的电压在电流降到零之前不超过V ceo，如图6所示。

图5.用于离线反激变换器集电极的耗能缓冲电路图6.集电极电压和电流波形3. 选择反击变换器功率元件通常情况，在相同功率下，反激变换器要求的元件等级高于相同功率的正激变换器。

特别地，对输出二极管、输出电容、变压器及开关晶体管的纹波电流要求较大。

可是其电路简化，不需要输出电感，而且每个输出电源仅有一个整流二极管，这些可以抵消较大元件带来的成本增加。

所以总的来讲，很多小型、小功率电源通常采用反激设计。

3.1 输入整流器和电容器在反激变换器中没有对输入整流器和储能电容器的特殊要求。

因此与用于其他形式变换器中的一样，按满足其额定功率和维持工作的需求来选择。

3.2 原边开关晶体管反激电源中的开关晶体管承受相当高的应力。

额定电流取决于最大负载、效率、输入电压、工作模式和变换器设计。

首先计算在最小输入电压和最大负载下的集电极峰值电流。

该例中，集电极峰值电流围是平均电流的3~6倍，这取决于工作模式。

集电极最大电压也非常高。

它取决于最大输入电压（空载）、反激系数、变压器设计、感应的超调量和缓冲方式。

例如，当馈电于额定电压为110V的交流电源时，最大的输入电压值为137V rms。

对此输入，最大的空载直流整流电压V cc（使用倍压输入电路）是V cc=2√2V in在此，V in=最大交流输入电压，单位是rms。

该例中，V cc=137×1.42×2=389V典型的反激电压至少是V cc的两倍，该例中为778V。

因此允许25%的感应超调裕量，则集电极峰值电压为972V，应选择V cex额定值为1000V的晶体管。

除了满足这些重要条件，反激晶体管必须提供良好的开关特性、低饱和电压在峰值工作电流时具有有效的增益裕量。

由于晶体管的选择也要满足增益，因此它确定了对驱动电路的要求，所以合适的功率晶体管的选择可能是决定反激变换器的效率和长期可靠性的最重要参数。

3.3 副边整流二极管反激变换器中的输出整流二极管要经受大的峰值和rms电流应力。

实际值取决于负载、导通角、漏感、工作模式和输出电容ESR。

典型的rms电流是I DC，而峰值电流可能高达6I DC。

由于准确条件往往是不可知的，且二极管电流的计算困难，建议使用经验方法。

对于原来的标准电路板，应世道地选择二极管的平均和峰值额定值。

快速二极管的反向恢复时间不要超过75ns。

整流二极管的最终优化选择应在对样机副边整流器电流测量后进行。

由于对漏感、输出回路电感、PCB走线、导线电阻以及输出电容的ESR和ESL等的各种影响难以估计，计算出来的二极管rms和峰值电流通常不十分准确。

这些参数对整流器的rms和峰值电流要求具有非常大的影响，特别是在低输出电压、高频和大电流的情况下。

3.4 输出电容在反激变换器中输出电容也是高应力的。

通常输出电容的选择有三个主要参数：绝对电容值、电容ESR和ESL以及电容纹波电流额定值。

ESR和ESL只有通过选择低ESR和低SEL 属性的电容器件，并且在安装中要保持最短焊接路径。

当ESR和ESL较低时，在开关频率下电容值可以控制峰峰纹波电压。

由于纹波电压通常比平均输出电压小，可假设在关断期间输出电容两端的电压有线性衰减。

在这期间，电容必须递送所有的输出电流，电容两端的电压大约衰减1V/us/A（对1uF的电容）。

因此，如果已知最大关断、负载电流和要求的纹波电压峰峰值，那么最小输出电容可通过下式计算：C=t off I DC V p−p在此，C=输出电容，单位是uF；t off=关断时间，单位是us；I DC=负载电流，单位是A；V p−p=纹波电压峰峰值该例中，对于一个12V、3A输出电源和100mV的纹波C=16×10−6×3=480uF4. 电路搭接和输出结果将计算结果带入saber电路图中，选择TR分析，启动求解器，得到结果如图7所示，可以看到，即使Q的两端加了RC吸收电路，将很大一部分突变电流分流后其启动电流还是很高，改善方式可以通过降低漏感，加强吸收效果来进一步降低。

图7.saber软件中的电路拓扑和结果图示从图8中可以看出，输出电压13.71V，电流3.4A，跟前面计算结果吻合。

图8.仿真结果图图9为输出电压放大后的截图，可以看到电压纹波在119mV，与初始设计值相吻合。

总结：本文主要部分完全参考开关电源手册（第三版）中的反激电源计算实例，仿真验证部分采用saber仿真软件。

由于反激开关电源存在非常大的EMI噪声，传统的加磁环、滤波器甚至屏蔽结构的做法无法达到需要的目的，高的电源噪声将会产生一系列的EMC问题，甚至电源的正常工作都将无法保证。

尤其是磁材料的饱和特性如果不加考虑，电源都无常工作。

充分理解噪声源的产生原因，有助于处理电源中的EMI噪声，并且保证不影响开关电源效率。

满足高效率、低温升、低EMI特性的严格要求。

为了简单处理，这里使用的是开环，实际电路大多使用闭环，通过闭环补偿实现不同负载下的输出功率要求。

反激只是开关电源的一种拓扑，类似的还有正激、buck、boost、buck-boost等，其噪声特性各不相同，处理的方式也有差异。