倍频单极性SPWM调制法逆变器设计
一种单极倍频电压型SPWM软开关DC_AC逆变器的设计
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损 耗 提 高 逆 变器 的 工 作 效 率 都 是 有 好 处 的
在 主 电路 的
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输 出 电压 波 形 中 正 向
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输 出 滤 波 参数 提 高 输 出 波 形 质 量 是 有 好 处 的
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单极性倍频spwm原理_单极性倍频SPWM调制的逆变电源系统详解
单极性倍频spwm原理_单极性倍频SPWM调制的逆变电源系统详解随着电力电子技术的发展，人们对逆变电源的要求也越来越高。
在大功率逆变电源场合，流过主电路上的器件电流非常大，作为开关管的IGBT 上流过的电流可达几百安，所以一般所选的开关管容量比较大，这就导致调制时的开关频率不能过高。
本文首先介绍了主电路与三环控制，其次介绍了单极性倍频SPWM调制，最后阐述了系统实验分析wNN，具体的跟随小编一起来了解一下。
一、主电路与三环控制逆变器主电路结构如图1所示，主电路采用全桥结构，输出端连接了LC 滤波器滤除高次谐波。
开关管的驱动信号由三角波和正弦波比较匹配得到。
三环控制结构图如图2所示，由内到外分别为瞬时值电容电流环、瞬时值电压环和电压有效值环。
其中：瞬时值电流环的主要作用是校正输出电压波形;瞬时值电压环主要作用是校正输出电压的相位，并提高系统的动态性能;电压有效值环的主要作用是使输出电压稳定在所需要的电压幅值。
电流瞬时值内环和电压瞬时值外环均采用P调节器，最外环电压有效值环采用PI 调节器。
图3和图4 分别为采用三环控制的逆变电源系统从满载到空载和空载到满载的波形仿真图，图3中Uo为输出电流。
由图3-4 可知，切载时电压幅值基本保持不变，说明系统具有较好的动态特性。
在常规SPMW波调制中，开关频率和输出脉冲频率是相等的，但是在大功率条件下，开关频率不能过高，原因主要：
①开关频率过高会导致开关损耗增大;
②会使开关管发热严重，长时间运行会损坏开关器件;
③开关频率过高，出现擎住效应的几率增大;
④大容量开关器件高速通断，会产生很高的电压尖峰，有可能造成开关管或其他元件被击。
一种基于模拟电路的倍频单极性SPWM控制策略
176研究与探索Research and Exploration ·探讨与创新中国设备工程 2018.05 (上)正弦波脉宽调制技术（SPWM)输出谐波小，精度高，在逆变领域应用广泛可以采用3种SPWM 控制方案，即单极性SPWM 控制，双极性SPWM 控制以及倍频单极性SPWM 控制。
所谓倍频单极性SPWM 控制是指逆变器输出脉冲的调制频率是载波频率的两倍，并且输出脉冲具有单极性特征，对以载波频率为W с为基准并采用双重傅里叶级数进行谐波分析，可以得出：基波幅值与调制度M 成正比，故通过调节正弦调制波的幅值就可以调节输出电压，其谐波含量大，主要分布在载波角频率W с以及2W с、3W с附近，并以载波角频率W с附近谐波幅值为最大。
但根据分析结果，载波采用单极性三角波的单极性SPWM 波形的谐波含量比双极性SPWM 谐波含量小得多。
因此实现倍频单极性SPWM 能进一步减少谐波，改善输出波形的品质意义重大。
本文从单极性和双极性SPWM 调制技术的原理出发，从图像入手推导出一种基于模拟元件的倍频单极性SPWM 的控制策略，并给出每一步设计的理由。
1 分析单极性、双极性SPWM 实现方法若采用单极性SPWM，通常采用图1方式控制实现。
为实现单极性SPWM 控制，根据单相电压型正弦波逆变器电路桥臂控制功能的不同，可以将其分为周期控制桥臂以及调制桥臂，其中上面比较器用于驱动调制桥臂，下面比较器用于驱动控制桥臂。
在正弦调制波正半周，由于三角载波极性为正，则下面比较器输出极性为正，此时，VT 4导通而VT 4关断，即有VT 4导通或VD 4续流导通，这取决于电流i α的方向。
同时。
比较器A 根据调制波与载波的调制而输出SPWM 信号，当VT 1导通有效而VT 2关断有效时，VT 1导通或VD 1续流导通，当VT 2关断，反之，当VT 2导通有效而VT 1关断有效时，VT 2导通或VD 2续流导通，而VT 1关断。
单极性SPWM逆变电路电力电子课设
电力电子技术课程设计单极性SPWM单相桥式逆变电路的设计与仿真院、部：电气信息工程学院学生姓名：李旺指导教师：杨万里职称助教专业：自动化班级：1401班学号：1430740107完成时间：2017.6湖南工学院电力电子技术课程设计课题任务书学院:电气与信息工程学院专业：自动化摘要20世纪80年代以来，信息电子技术和电力电子技术在各自发展的基础上相结合而产生了一代高频化、全控型的电力电子器件，典型代表有门极可关断晶闸管、电力晶体管、电力场效应晶体管和绝缘栅双极型晶体管。
逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。
这里在研究单相桥式PWM逆变电路的理论基础上，采用Matlab的可视化仿真工具Simulink建立单相桥式单极性控制方式下PWM逆变电路的仿真模型，通过动态仿真，研究了调制深度、载波度对输出波形的影响。
仿真结果表明建模的正确性，并证明了该模型具有快捷、灵活、方便、直观等一系列特点，从而为电力电子技术教学和研究中提供了一种较好的辅助工具。
关键词:PWM控制技术；逆变电路；单极性SPWM；SimulinkAbstractSince 1980s, the electronic information technology and power electronics technology combined to produce a generation of high frequency phase in their development, full controlled power electronic devices, a typical gate turn off thyristor, power transistor, power MOSFET and insulated gate bipolar transistor.The inverter circuit is one of the most important applications of PWM control technology. Here in the theoretical basis of the single-phase bridge inverter circuit of the PWM, the simulation model of PWM inverter using Matlab visual simulation tool Simulink to establish the single-phase bridge unipolar control mode, through dynamic simulation, studied the modulation depth, the carrier frequency of the output voltage. Influence of load current; and analyzes the harmonic characteristics of output voltage, load current. The simulation results show that the model is correct, and it is proved that the model is fast, flexible, convenient, intuitive and a series of characteristics, so as to power electronic technology teaching Study and research provides an effective tool.Key words:PWM control technology; inverter circuit; SPWM waveform; Simulink目录1绪言 (1)1.1电力电子技术的概况 (1)1.2课程学习情况简介 (1)1.3设计要求及总体方案设计 (2)2主电路设计 (3)2.1主电路原理图及原理分析 (3)2.2器件选择及参数计算 (4)3控制与驱动电路设计 (5)3.1控制电路设计 (5)3.2驱动电路设计 (6)4保护电路设计 (7)4.1过电流保护 (7)4.2过电压保护 (7)5仿真分析 (8)5.1仿真软件介绍 (8)5.2仿真模型的建立 (8)5.3仿真结果分析 (10)6设计总结 (13)参考文献 (14)致谢 (15)附录 (16)1绪言1.1电力电子技术的概括随着电力电子技术的高速发展，逆变电路的应用非常广泛，蓄电池、干电池、太阳能电池等都是直流电源，当我们使用这些电源向交流负载供电时，就需要用到逆变电路了。
单极性全桥逆变SPWM控制方法以及解决过零点振荡的方案
单极性全桥逆变SPWM控制方法以及解决过零点振荡的方案引言当前众多电源应用领域对交流电源的要求越来越高，传统的电网直接供电方式在很多场合已无法满足要求，因此，需要对电网或者其他能源处理后逆变输出。
高质量的逆变电源已经成为电源技术的重要研究对象。
全桥架构又是逆变器中非常重要的架构。
全桥逆变控制方式主要分为双极性控制方式和单极性控制方式。
双极性控制是对角的一对开关为同步开关，桥臂上下管之间除死区时间外为互补开关，控制相对简单，但是它的开关损耗高，存在很大的开关谐波，电磁干扰大，而单极性控制可以很好地解决这些问题。
全桥逆变器单极性控制仅用一对高频开关，相对于双极性控制具有损耗低、电磁干扰小、无开关频率级谐波等优点，正在取代双极性逆变控制方式。
但由于控制环路的延时作用，单极性控制方式的逆变器仍然受一个问题的困扰，即在过零点存在一个明显的振荡。
单极性控制方式又包括单边方式和双边方式，双边方式相对于单边方式在抑止过零点振荡方面有一定优势，但仍然无法做到过零点的平滑过渡。
为了提高逆变器的输出波形质量，本文分析了，单极性双边控制方式，分析了其振荡产生原因，并介绍一种解决过零点振荡的方案。
1 主电路拓扑单极性SPWM逆变器如图1所示，由2组桥臂构成，一组桥臂（S3，S4）以高频开关工作频率工作，称为高频臂；另一组桥臂（S1，S2）以输出的正弦波频率进行切换，称为低频臂。
2 单极性双边SPWM控制方式单极性逆变有两种产生SPWM的方法，分为单极性单边SPWM控制方式和单极性双边SPWM控制方式，文献l对此有比较详尽的介绍，这里只介绍过零点特性较好的双边控制方式，这种方式对于单边控制方式仍然有效。
在单极性双边SPSM控制方式中，给定的载波信号按正弦方式变化，三角调制波信号，当输出电压为正时三角波为正，输出电压为负时三角波为负，如图2所示。
高频臂上管S3的开关由载波与调制波相比较决定，载波幅值大于调制波则开通，载波幅值小于调制波则关断，除去死区时间，高频臂上管S3与高频臂下管S4的开关完全互补。
实验单相逆变器单极性和双极性SPWM调制技术的仿真
单相逆变器单极性和双极性SPWM 调制技术的仿真1.PWM 控制的基本原理PWM （Pulse Width Modulation ）控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形。
PWM 控制技术的重要理论基础是面积等效原理，即：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。
下面分析如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波。
把正弦半波分成N 等分，就可以把正弦半波看成由N 个彼此相连的脉冲序列所组成的波形。
如果把这些脉冲序列用相同数量的等幅不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积（冲量）相等，就可得到图1所示的脉冲序列，这就是PWM 波形。
像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM 波形，也称为SPWM 波。
图1 单极性SPWM 控制方式波形上图所示的波形称为单极性SPWM 波形，根据面积等效原理，正弦波还可等效为图2中所示的PWM 波，这种波形称为双极性SPWM 波形，而且这种方式在实际应用中更为广泛。
图2 双极性SPWM 控制方式波形2.PWM 逆变电路及其控制方法PWM 逆变电路可分为电压型和电流型两种，目前实际应用的几乎都是电压型电路，因此本节主要分析电压型逆变电路的控制方法。
要得到需要的PWM 波U d -U Oω t Ud - U d形有两种方法，分别是计算法和调制法。
根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM 波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM 波形，这种方法称为计算法。
由于计算法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。
与计算法相对应的是调制法，即把希望调制的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所期望的PWM 波形。
通常采用等腰三角波作为载波，在调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM 波形。
基于单极性倍频SPWM调制的电阻焊逆变电源
基于单极性倍频SPWM调制的电阻焊逆变电源罗忠福;谢明【摘要】Single phase power frequency resistance welding machines of widely used in the current market have these problems.The working current is discontinuous.It is easy to occur splash and power factor islow.In view of these problems, it is designed a resistance welding inverter control scheme which based on unipolar double frequency SPWM modulation.After the three-phase AC power grid voltage is rectified, it is used SPWM inverter technology to achieve constant current and constant voltage control.The current of power supply output is continuous and current spikes is small.It is high thermal efficiency and high powerfactor.For some welding technology of need a short welding time, the output current frequency can be increased to achieve a short time welding.%由于单相工频电阻焊机存在工作电流不连续,易产生飞溅,功率因数低的问题.设计了一种基于单极性倍频SPWM调制的电阻焊逆变电源控制方案,将三相工频交流电网电压整流后,采用SPWM逆变技术实现恒流、恒压控制,电源输出电流连续,电流尖峰小,热效率高以及功率因数高的目的.对于某些需要较短焊接时间的焊接工艺,还可提高输出电流频率,实现较短时间焊接.【期刊名称】《电子科技》【年(卷),期】2016(029)012【总页数】4页(P55-58)【关键词】电阻焊;单极性倍频SPWM;逆变电源【作者】罗忠福;谢明【作者单位】上海理工大学光电信息与计算机工程学院,上海 200093;上海理工大学光电信息与计算机工程学院,上海 200093【正文语种】中文【中图分类】TM464电阻焊因其具有操作简单、焊接质量高、生产效率高，易于实现机械化、自动化等优点，在焊接领域中得到广泛应用，近年来对于电阻焊机产品的需求量不断增加[1-2]。
基于单极性倍频SPWM调制的电阻焊逆变电源
ｓ ｐ ｉ ｋ ｅ ｓ ｉ ｓ ｓ ｍａ ｌ １ ．Ｉ ｔ ｉ ｓ ｈ ｉ ｇ ｈ ｔ ｈ ｅ ｒ ｍａ ｌ ｅ ｆ ｆ ｉ ｃ ｉ ｅ ｎ ｃ ｙ ａ ｎ ｄ ｈ ｉ ｇ ｈ ｐ ｏ ｗｅ ｒ ｆ ａ ｃ ｔ ｏ ｒ ．Ｆ ｏ ｒ ｓ ｏ ｍｅ ｗｅ ｌ ｄ ｉ ｎ ｇ ｔ ｅ ｃ ｈ ｎ ｏ ｌ ｏ ｙ ｇ ｏ ｆ ｎ ｅ ｅ ｄ ａ ｓ ｈ ｏ ｔ ｒ ｗｅ ｌ ｄ — ｉ ｎ ｇ ｔ ｉ ｍｅ，ｔ ｈ ｅ ｏ ｕ ｔ ｐ ｕ ｔ ｃ ｕ ｒ ｒ ｅ ｎ ｔ ｆ ｒ ｅ ｑ ｕ ｅ ｎ ｃ ｙ ｃ ａ ｎ ｂ ｅ ｉ ｎ ｃ ｒ ｅ ａ ｓ ｅ ｄ ｔ ｏ ａ ｃ ｈ ｉ ｅ ｖ ｅ ａ ｓ ｈ ｏ ａ ｔ ｉ ｍｅ ｗｅ ｌ ｄ ｉ ｎ ｇ ．
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单双极性SPWM单相桥电压型逆变电路课程设计单极性
单极性PWM控制方式调制信号ur为正弦波，载波uc在ur的正半周为正极性的三角波，在ur的负半周为负极性的三角波。
在ur的正半周，V1保持通态，V2保持断态。
当ur>uc时使V4导通，V3关断，uo=Ud。
当ur<uc时使V4关断，V3导通，uo=0。
在ur的负半周，V1保持断态，V2保持通态。
当ur<uc时使V3导通，V4关断uo=-Ud。
当ur>uc时使V3关断，V4导通，uo=0。
主电路在每个开关周期内输出电压在正和零（或负和零）间跳变，正、负两种电平不会同时出现在一个开关周期内，故称为单极性SPWM。
七、单极性SPWM调制分析载波比和调制深度的定义与双极性SPWM相同。
它不适于半桥电路，而双极性SPWM在半桥、全桥电路中都可以使用。
与双极性SPWM相同，在m<=1和fc>>f的条件下，单极性SPWM逆变电路输出的基波电压u1的幅值U1m满足如下关系：U1m=mUd 即输出电压的基波幅值随调制深度m线性变化，故其直流电压利用率与双极性时也相同。
就基波性能而言，单极性SPWM和双极性SPWM完全一致，但在线性调制情况下它的谐波性能优于双极性调制：开关次整数倍谐波消除，值得考虑的最低次谐波幅值较双极性调制时小得多，所需滤波器也较小。
八、建立单极性SPWM仿真模型单极性SPWM触发信号产生图：触发电路中三角载波（Triangle）参数设置：“Time V alues”为[0 1/fc/2 1/fc]，“Output V alues”为[1 0 1]。
对脉冲电路进行封装：单极性SPWM主电路：触发电路参数设置：Ud=300v，R=1欧，L=2mH九、进行单极性SPWM仿真1、仿真时间设为0.06s 键入MATLAB语言命令：>> subplot(4,1,1)>> plot(b.time,b.signals(1).values)>> subplot(4,1,2)>> plot(b.time,b.signals(2).values)>> subplot(4,1,3)>> plot(b.time,b.signals(3).values)>> subplot(4,1,4)>> plot(b.time,b.signals(4).values)>> subplot(3,1,1)>> plot(c.time,c.signals(1).values)>> subplot(3,1,2)>> plot(c.time,c.signals(2).values)>> subplot(3,1,3)>> plot(c.time,c.signals(3).values)仿真结果如下：单极性SPWM单相逆变器m=0.8，N=15时的仿真波形图仿真结果分析：输出电压为单极性SPWM型电压，脉冲宽度符合正弦变化规律。
单极性Spwm课程设计
单极性Spwm课程设计一、课程目标知识目标：1. 学生能理解单极性SPWM（正弦波脉冲宽度调制）的基本概念，掌握其工作原理及数学表达方式。
2. 学生能够描述单极性SPWM在电力电子技术中的应用，如逆变器、电机调速等。
3. 学生能够通过分析单极性SPWM的波形特点，解释其对电机性能的影响。
技能目标：1. 学生能够运用所学知识，通过计算和实际操作，设计简单的单极性SPWM 控制电路。
2. 学生能够利用仿真软件对单极性SPWM波形进行模拟，观察并分析不同参数变化对波形及其影响。
3. 学生通过小组合作，动手搭建并测试单极性SPWM实验电路，提高实际操作能力和团队合作能力。
情感态度价值观目标：1. 学生通过学习单极性SPWM技术，培养对电力电子技术的兴趣，激发探索精神和创新意识。
2. 学生在小组合作中学会尊重他人，培养良好的团队协作精神和沟通能力。
3. 学生通过了解单极性SPWM在绿色能源中的应用，增强环保意识和责任感。
课程性质：本课程为电子信息工程及相关专业高年级的专业课程，旨在帮助学生掌握电力电子技术中的关键知识点。
学生特点：高年级学生已具备一定的电子技术和数学基础，具有较强的逻辑思维能力和实际操作能力。
教学要求：结合学生特点，采用理论教学与实践操作相结合的方式，注重培养学生的动手能力和实际应用能力，使学生在掌握知识的同时，提升综合素养。
通过对课程目标的分解，使教学设计和评估更具针对性。
二、教学内容1. 单极性SPWM基本理论：- 正弦波脉冲宽度调制原理- 单极性SPWM的数学表达及推导- 单极性SPWM波形特点及其与电机性能的关系2. 单极性SPWM应用：- 逆变器、电机调速等电力电子设备中的应用- 单极性SPWM在新能源领域的应用案例3. 单极性SPWM控制电路设计：- SPWM控制电路的组成及工作原理- 参数计算与电路搭建方法- 仿真软件应用与实验操作指导4. 教学大纲：- 第一周：单极性SPWM基本概念及原理- 第二周：单极性SPWM数学表达及推导- 第三周：单极性SPWM波形特点及其应用- 第四周：单极性SPWM控制电路设计及仿真- 第五周：实验操作及小组报告5. 教材章节：- 教材第四章：电力电子技术基础- 教材第五章：正弦波脉冲宽度调制技术- 教材第六章：电力电子装置及其应用教学内容安排和进度：按照教学大纲，逐步开展理论教学和实验操作，每周安排一次课内讨论，以巩固所学知识。
一种单极倍频电压型SPWM软开关DCAC逆变器的设计
一种单极倍频电压型SPWM 软开关DCAC 逆变器的设计一种单极倍频电压型SPWM软开关DC/AC逆变器的设计刘先刚1，朱忠尼2，郑锋3(1空军雷达学院研究生四队，湖北武汉 430019)(2空军雷达学院机电工程系，湖北武汉 430019)(3部队，辽宁大连 116023)1 引言目前，PWM功率变换技术得到了广泛的应用。
对于工作在硬开关状态下的PWM 逆变器，由于其开关损耗大，并且产生严重EMI，难以满足开关电源高频化、绿色化的要求。
为克服硬开关的不足，软开关技术得到迅速的发展，特别是DC/DC变换器移相软开关技术已趋于成熟。
但对于DC/AC变换器，由于考虑其输出波形质量等因素，目前，还没有真正意义上的软开关产品出现。
虽然也出现过一些DC/AC变换器拓扑和软开关控制技术[1][2][3]，但这些方法还不能真正走向实用。
文献[4]介绍了用谐振电路实现软开关，是一种比较好的方法，然而这一技术需要跟踪电路中的电压和电流，在电压和电流过零处实现软开关，这必然使电路变得复杂。
为较好地解决这一难题，文献[5]介绍了利用电感换流的非谐振软开关PWM技术，然而这一技术只适用于双极性电压控制的DC/AC变换器电路。
在分析文献[5]的基础上，本文设计出了一种适用单极倍频SPWM[6]软开关DC/AC变换器电路。
2 单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器主电路2.1 主电路结构图1所示为新型单极倍频SPWM软开关DC/AC逆变器主电路原理图。
图2为其主要工作波形。
该电路在硬开关SPWMDC/AC逆变器的基础上添加了电容C1，C2，C3，C4，Cr1，Cr2，CE1，CE2电感Lr1，Lr2，其中电容C1=C2=C3=C4，Cr1=Cr2，电感Lr1=Lr2，大容量电解电容CE1=CE2视为恒压源。
这些元件为电路中的4只功率管实现零电压开关(ZVS)创造了条件。
.2 软开关的实现原理单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器主电路输出电压，在正半周只有正脉冲电压，在负半周只有负脉冲电压。
基于LC滤波器的单相SPWM逆变器双环控制设计
2电工电气 (20 7 No.4)作者简介：王博超(1992- )，女，硕士研究生，研究方向为电力电子控制技术与仿真。
基于LC滤波器的单相SPWM逆变器双环控制设计王博超(东南大学 电气工程学院，江苏 南京 210096)摘 要：对基于LC 滤波器的单相SPWM 逆变器的双环控制进行了分析，得到了LC 滤波器在逆变器使用单极性倍频的调制方式下的参数设定，以此为基础对单相逆变器的双环控制方式进行了建模及电压环、电流环的参数确定。
利用MATLAB/Simulink 软件对该逆变器模型进行了线性负载的突加突减仿真与带非线性负载时开、闭环的谐波畸变率的对比仿真。
仿真结果表明，该种控制策略下逆变器具有较好的动态响应性能及较低的谐波畸变率。
关键词：SPWM 逆变器；LC 滤波器；双环控制中图分类号：TM464 文献标识码：A 文章编号：1007-3175(2017)04-0021-05Abstract: This paper analyzed the double loop control of sigle-phase sinusoidal pulse width modulation (SPWM) inverter based on the LC filter and obtained the parameters setting of the LC filter under the conditions that the inverter used the unipolarity frequency-doubled modula -tion mode. On the basis of this, this paper established the sigle-phase inverter model with double loop control mode and determined the pa -rameters of voltage loop and current loop. The Simulink in MA TLAB was used to carry out simulation of sharp increase and reduction for the linear load of the inverter model, comparing with the loop-opened or loop-locked harmonic distortion rate for the nonlinear load. The simulation results show that this kind of control strategy can obtain favorable dynamic response and low total harmonic distortion (THD). Key words: sinusoidal pulse width modulation inverter; LC filter; double loop controlWANG Bo-chao（School of Electrical Engineering, Southeast University, Nanjing 2 00 , China ）Design of Double Loop Control in Single-Phase Sinusoidal Pulse WidthModulation Inverter Based on LC Filter0 引言近些年来，为了获得具有更高的供电质量以及供电稳定性的供电系统，高性能的SPWM 逆变电源的研究、开发及其应用受到了各方面的关注，而其中的瞬时控制方案则是最重要的部分之一。
6kV A逆变器滞环调制与单极性SPWM倍频调制的比较
6kV A逆变器滞环调制与单极性SPWM倍频调制的比较分析了电流型滞环调制和单极性SPWM倍频调制逆变器的原理，然后讨论了两种调制方式下输出滤波器的设计，并在此基础上制作了两台6kV·A逆变器样机并给出了输出波形和输出THD。
通过理论分析和实验结果可知电流型滞环调制的逆变器稳定性要优于SPWM 调制的逆变器，但要获得相近的输出THD值，前者所需要的输出滤波器要远大于后者。
0 引言逆变器主电路是一个开关式大功率放大器，逆变过程的实质是模－数－模的变化过程，它包括模－数和数－模两个变换，分别对应于数字通信技术中的调制编码与解调两个过程[1]。
SPWM调制与滞环调制是目前逆变器中最常见的两种调制方式，它们分别从数字通信的脉宽调制和Delta调制发展而来。
通信中调制的目的是为了远距离传输信号，而在电力电子装置中则是为了减小系统的体积、提高系统的动态响应和降低输出谐波含量。
在逆变器的输出端需要并联输出滤波器，它相当于数字通信技术中的解调环节，其作用是滤除输出波形中无用的高次谐波。
通过这两个环节，就实现了对基准波的功率放大。
文献[2]对SPWM调制和滞环调制做了仿真和实验分析。
文献[3]讨论了6kV·A电流滞环调制逆变器的研制并给出了输出波形。
本文则从调制原理、系统的输出滤波器设计和最终输出波形THD等方面对两台分别采用电流滞环调制和电流型单极性SPWM调制的6kV·A单相逆变器实际系统进行了研究和比较。
1 主电路与电压电流双环反馈控制图1为逆变器主电路和控制系统的框图，主电路采用了全桥结构，输出端连接了LC 滤波器滤除高次谐波。
两个电路在控制上均采用了输出电压和电感电流双环控制，这种控制方式在保证系统稳定的同时还具有良好的动态特性与输出限流的特性。
从图1可以看出，SPWM调制的逆变器和滞环调制的逆变器，除了调制器部分不同外，其余部分的电路在结构上完全相同，只是在参数上有所不同。
PSIM仿真设计单相桥式SPWM逆变器
PSIM仿真设计单相桥式PWM逆变器一、实验目的1.加深对SPWM基本原理的理解2.熟悉双极性脉冲宽度调制和单极倍频正弦脉宽调制的原理。
3.掌握PSIM仿真软件基本操作并搭建单相SPWM仿真验证双极性脉冲宽度调制和单极倍频正弦脉宽调制；实验验证单级倍频正弦脉宽调制的特点。
二、实验设备表4-1 实验所需设备表三、实验原理(一)、单相桥式电路（H桥）拓扑及其工作原理电压型全桥逆变电路共有四个开关管：T1、T2、T3、T4和四个续流二极管二极管D1、D2、D3、D4，如图4.1所示。
当T1、T4导通时，V ab=V D；当T2、T3导通时，V ab=-V D；当T1、T3导通时V ab=0；当T2、T4导通时，V ab=0（其中T1、T2不能同时导通；T3、T4不能同时导通）。
因此控制四个开关管的通断可以控制输出电压在V D、-V D、0之间变化。
(二)、SPWM 的原理采样控制理论有一个重要的原理——冲量等效原理：大小、波形不相同的窄脉冲变量，例如电压V(t)，作用于惯性系统（例如RLC电路）时，只要它们的冲量，即变量对时间的积分相等，其作用效果相同。
V DV o 图3-1 单相桥式逆变电路的拓扑结构图3-2 用SPWM电压等效正弦电压如果将图3-2所示的标准正弦波等分成很多份，那么一个连续的正弦波也可以看作是一系列幅值为正弦波片段的窄脉冲组成。
如果每个片段的面积分别与①、②、③…所示一系列等宽不等高的矩形窄脉冲的面积相等，那么从冲量等效的观点看，由①、②、③…这些等宽不等高矩形脉冲波构成的阶梯波和标准正弦波是等效的。
进一步，如果让图3-1所示逆变器产生如图3-2所示一系列幅值为±U d 的等高不等宽矩形电压窄脉冲，每个电压脉冲的面积（冲量）分别与①、②、③…面积相等，于是图3-2中的登高不等宽的脉冲电压和正弦电压也是冲量等效的。
作用于R、L、C惯性系统后基本是正弦波。
※(三)、双极性正弦脉冲宽度调制（重点）图3-3 双极性正弦脉宽调制输出波形基于载波的SPWM如图3-3所示，图中的高频三角波v c成为载波，正弦波v r称为调制波或参考调制波。
实验单相逆变器单极性和双极性SPWM调制技术的仿真
图4三相PWM逆变电路
当 时，给V1导通信号，给V4关断信号， ；当 时，给V4导通信号，给V1关断信号， 。当给V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是VD1(VD4)导通。 、 和 的PWM波形只有 两种电平。 波形可由 、 得出，当1和6通时， = ，当3和4通时， = ，当1和3或4和6通时， =0。 、 的波形可同理得出。
图3是采用IGBT作为开关器件的单相桥式电压型逆变电路。
图3单相桥式PWM逆变电路
单相桥式逆变电路双极性PWM控制方式：在 的半个周期内，三角波载波有正有负，所得PWM波也有正有负，其幅值只有± 两种电平。同样在调制信号 和载波信号 的交点时刻控制器件的通断。 正负半周，对各开关器件的控制规律相同。当 > 时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号。如 >0，V1和V4通，如 <0，VD1和VD4通， = 。当 < 时，给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号。如 <0，V2和V3通，如 >0，VD2和VD3通， =- 。这样就得到图2所示的双极性的SPWM波形。
图8三相调制波与三角载波波形
3.3
双
图9单相桥式PWM逆变器主电路图
为了使仿真界面简洁，仿真参数易于修改，通用桥（Universal Bridge）的触发脉冲是图5所示部分封装成的子模块。对于单相SPWM控制方式的逆变电路，有如下重要参数：
载波比N——载波频率 与调制信号频率 之比，即N = / 。
调制度m――调制波幅值 与载波幅值 之比，即m＝ / 。
输出电压基波幅值 = ，其中， 为直流侧电源电压。
将调制度m设置为0.9，调制波频率设为50Hz，载波频率设为基波的30倍（载波比N=30），即1500Hz，仿真时间设为0.04s，在powergui中设置为离散仿真模式，采样时间设为1e-006s，运行后可得仿真结果，建立m文件，程序如下所示：（示波器名称设置为inv）
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目录1 设计要求 (1)2 逆变器控制方式选择 (1)3 方案设计 (2)3.1系统总体框图 (2)3.2主电路的设计 (3)3.3 DSP的选取 (4)3.4驱动电路的设计 (5)3.5采样电路 (6)3.6保护电路 (6)4 元件参数计算 (7)4.1输出滤波电感L f、滤波电容C f的选取 (7)4.2变压器的设计84.3功率开关的选择 (8)5 仿真结果 (9)5.1驱动波形 (9)5.2功率开关器件两端的电压波形 (10)5.3逆变器输出波形 (10)6 结论 (11)参考文献 (12)1 设计要求主要内容：利用倍频单极性SPWM 调制法究逆变器的调制方式，分析系统的稳定性和外特性，给出系统的硬件结构框图，设计系统各个部分的硬件电路，完成数字控制SPWM 逆变器的原理试验和仿真。
基本要求：输入电压：40～60VDC ；输出额定容量：1kVA ；输出电压：220V ±3%；输出电压频率：50Hz 载波频率：25kHz ；THD ：≤3%。
2 逆变器控制方式选择传统逆变器的控制电路都是采用模拟电路和小规模数字集成电路实现的。
随着信息技术的发展，数字控制技术在逆变电源控制领域已得到越来越广泛的应用。
综合考虑系统性价比以及数字控制方式存在的问题，目前，部分数字化（CPU ）产生基准正弦，宽频带的电压调节器仍由模拟电路实现）不失为中小功率逆变器控制电路的优选方案。
本文分别对两种模拟/数字混合控制方案进行了比较研究，分析了它们的设计与实现，给出了相关实验结果。
本章研究的混合控制方式，也是基于数字控制器的。
利用DSP 取代纯模拟控制中的一些实现环节，如基准正弦发生器、输出过载保护、输出过压/欠压保护等，对于减小控制电路复杂程度、提高系统控制特性是有好处的。
同时，混合控制方式也考虑了数字控制可能产生的一些问题，尽可能保留模拟控制的优点，仍采用模拟电路实现电压调节器，与全数字控制系统相比，提高了系统带宽频率和动态响应速度。
可见，这种模拟/数字混合控制逆变器具有较高的性价比，在一些应用场合具有较大的优势。
根据PWM 控制信号的产生方式，常用的混合控制实现方案有两类：模拟/数字混合控制方案Ⅰ、模拟/数字混合控制方案Ⅱ。
方案Ⅰ的实现框图如图1。
图1 混合控制方案Ⅰ的实现框图信号的数值以执行各种保护等，控制电路的其它部分如电压调节器（包括控制框图中前向通道的有源PI校正电路和反馈通道的无源超前校正网络）、PWM发生器等都是用模拟元件实现的。
由于DSP产生的基准正弦信号带有高频谐波分量，需采用低通滤波器才能得到光滑的基准正弦波，作为逆变控制系统的指令信号。
图2给出了模拟/数字混合控制方案Ⅱ的实现框图，系统工作过程为：DSP 提供基准正弦数据，经低通滤波器滤波后得到连续的基准正弦波形，有源PI校转换器采样并通过部的事件管理器产生各路PWM控制信号，再经驱动电路控制逆变桥功率开关管的通断。
就控制电路的复杂程度而言，尽管两种方案采用了相同的DSP作为控制芯片，由于方案Ⅰ仍采用与纯模拟控制电路中相同的PWM控制信号生成电路，没有充分运用DSP的片上资源，使得控制电路规模变大，而方案Ⅱ则可省去比较复杂的三角波发生器和比较器，具有一定的成本优势。
如前节所述，采用方案Ⅰ时，功率开关管驱动信号的死区时间需要通过模拟器件产生，与方案Ⅱ的软件编程产生死区时间相比，控制精度降低，灵活性差，必须设置相当长的死区时间以保证功率电路的安全，而方案Ⅱ产生的死区时间精度很高，只需根据功率开关管的工作特性设置较短的死区即可，于是可以减轻死区效应，提高逆变器的控制性能。
本文拟采用方案Ⅰ进行分析与设计。
3 方案设计3.1系统总体框图以数字信号处理器(DSP)为核心的逆变器控制框图如图3所示。
在数字信号流电经工频变压器和输出滤波器处理后，得到稳定、纯洁的正弦波电源。
3.2主电路的设计1、主电路的结构逆变器的主电路结构形式多种多样，有全桥型、半桥型及推挽型等。
中小容量逆变电源多采用半桥式逆变器结构，结构简单，控制方便。
中大容量逆变电源一般采用全桥式和推挽式逆变器结构。
为了滤除高次谐波，逆变桥后级均接有LC 滤波器。
全桥型的主电路结构由于各种因素的影响必然存在直流偏磁的问题。
直流偏磁的存在致使铁心饱和，从而加大了逆变器输出变压器的损耗，降低了效率，甚至会引起逆变失败，对系统的运行有着极大的危害，必须采取措施加以解决。
小容量逆变电源因为输出容量小，电压和电流不大，因此开关器件多选用电力MOSFET 。
而大容量正弦波输出的逆变电源因其电压电流一般都比较大，因此多采用IGBT 作为它的开关器件。
图3 系统总体框图i U f L图4 单相全桥逆变主电路型，带有输出隔离变压器的主电路形式，并采用MOSFET 作为开关器件。
主电路图如图4所示。
2、输出滤波电容的选取输出滤波电容f C 用来滤除输出电压o U 的高次谐波，若f C 越大，输出电压oU 的THD 就越小，但DC/AC 逆变器无功电流分量增大，从而增大了变流器的体积和成本。
一般选取max 5.0o cf I I ≤为宜，因此滤波电容f C 值应满足)(5.0max o o o fU I Cω≤ （1）3、输出滤波电感设计滤波电感f L 有两个作用一方面滤除输出波形中的高次谐波；另一方面作为积分环节实现SPWM 控制。
它的设计应满足四个方面的要求。
1）尽可能滤除调制波AB U 的高次谐波分量，提高输出电压波形质量，滤波电感的高频阻抗与滤波电容的高频阻抗相比不能过低，即滤波电感的感值不能太小。
为满足输出电压波形质量，要求一个采样周期中，电感电流的最大变化量小于允许的电感电流纹波maxLfI ∆。
在0=o U 时，Lf I ∆最大，此时有：)()(max12Lfk i f I f N N U L ∆> （2）2）电感电流Lf i 必须能跟踪上给定电流g i 的变化，即dt di dt di g Lf >。
一旦Lfi 不能跟踪g i 的变化，输出电压的失真度就会变大，严重时甚至导致系统异常工作。
因此f L 不能过大，即)sin ,sin min(12og om o g om i f I U I U N N U L ωαωα-< （3）式中，om U 为输出电压峰值。
3.3 DSP 的选取目前，随着计算机和信息产业的飞速发展，信号处理学科不但在理论上，而且在方法上都获得了迅速发展。
特别是信号处理器DSP(Digital Signal Processor)的诞生与快速发展，使各种数字信号处理算法得以实时实现，为数字信号处理的研究和应用打开了新局面。
由于DSP 具有丰富的硬件资源、改进的并行结构、高速数据处理能力，强大的指令系统和日益提高的性价比己经成为世界半导体产业中紧随微处理器与微控制器之后的又一个热点，在通信、航空、航天、雷达、工业控制。
网络及家用电器等各个领域得到了广泛的应用。
和电源等数字化控制而设计的DSP（TMS320F2407A）。
这款DSP控制芯片有以下特点：1）采用高性能静态CMOS技术，使供电电压降为3.3V.减小了控制器的功耗：40MIPS的执行速度，提高了控制器的实时控制能力。
2）片内有32K字的FLASH程序存储器和1.5K字的数据/程序RAM,544字双口RAM(DASRAM)和2K字的单口RAM(SARAM)。
3）10位A/D转换器，最小转换时间为375nS。
可以以两个8通道的双排序方式采样，或一个16通道排序方式采样。
4）看门狗定时模块(WDT)。
3.4驱动电路的设计隔离驱动电路采用A3120光耦隔离型驱动电路，A3120结构框图及驱动电路结构如图5所示。
A3120是美国惠普公司生产的用于驱动IGBT、MOSFET器件的光电耦合器，该芯片内部集成有光耦、接口和功放单元，可驱动1200V/100A 的IGBT模块。
该驱动芯片的主要特点为：（1）工作电源电压范围宽（15V～30V）；（2）最小的输出电流峰值2A；（3）最大交换速度500ns；（4）具有欠压锁定保护（UVLO）功能；（5）输出与输入信号同相。
当输入信号为高电平时，A3120输出为高电平，由功放级的NPN晶体管放大后输出，驱动功率器件；当输入信号为低电平时，A3120输出为低电平，功放级的PNP晶体管导通，功率器件极间承受反向电压关断。
图中，R的大小将影响逆变器的开关损耗，并且影响功率开关的关断尖峰大小以及逆变器的输出波形质量。
逆变桥选用不同的功率开关，应调整57R的大小，使逆变器获得最佳的性能。
图5 逆变桥功率开关驱动电路W 57R56g在数字控制系统中，DSP 片内A/D 采样能够承受到输入电平范围为0~3.3V ，所以无法对所需的控制量直接进行A/D 采样，因而通常需要把这些量调理后，才能接至DSP 第A/D 转换口。
本系统采用的是电压电流双环控制，所以包括电压采样电路和电流采样电路。
在电压电流双闭环控制系统中，需采样逆变器的输出电压作为反馈量。
为了满足DSP 的A/D 模块输入信号的要求，模拟量需要经过图6所示的调理电路。
电流采样电路和电压采样电路原理基本类似，只需把电压传感器换成电流传感器即可：电感电流经一电流传感器得到与电感电流成正比的电压信号，然后经过调理电路变换到0~3.3V ，输入到DSP 的A/D 模块采样口。
3.6保护电路输入过压和欠压保护电路如图7所示，直流电压保护信号取自主电路输入电压，经电阻84R 分压和光耦隔离后送入控制电路。
利用光电耦合器把各种模拟负载与数字信号源隔离开来，也就是把“模拟地”与“数字地”断开。
经过光耦的保护信号通过比较器分别与设定的最大/最小电压值进行比较，如果电压值超过限定值，比较器就输出低电平。
比较器的输出信号相与，所得的信号送入DSP 的PDPINT 中断口。
当器件引脚PDPINT(电源驱动保护中断)被拉低时，会产生一个外部中断，这个中断是为系统的安全操作提供的。
如果PDPINT 未被屏蔽，当PDPINT 引脚拉低以后，所有的PWM 输出均为高阻态。
这样可以在过流等故障的情况下，把逆变器的PWM 控制信号封死,关闭功率器件，从而实现对逆变器的保护。
图6 电压采样电路4 元件参数计算4.1输出滤波电感L f 、滤波电容C f 的选取取mH L f 1=。
滤波电容电流的有效值为：A U C I o f o cf 38.122010205026=⨯⨯⨯⨯==-πω110%负载时，负载电流的有效值为AU P I oo o 5220%1101000max max =⨯==容性负载时电感电流最大，因此电感电流有效值为AI I I I I L Lf cf o cf Lf 6)90cos(*22max 2≈+-+=ϕ其中，75.0cos 1-=L ϕ。