#24V5A半桥式直流开关电源设计报告

电力电子课程设计报告直流开关电源的设计
学院：信息科学与工程学院专业：电气工程及其自动化班级：
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指导教师：
日期：2013年8月21日
目录
1.课题任务介绍 0
1.1 技术参数： 0
1.2 设计要求： 0
2.直流开关电源总体认知 0
2.1开关电源的概念 0
2.2直流开关电源基本结构 0
2.3直流开关电源的工作原理 (1)
3.直流开关电源设计流程 (1)
3.1输入整流电路设计 (1)
3.1.1单相桥式输入整流电路设计 (1)
3.1.2变压器参数计算： (2)
3.1.3整流管参数计算 (2)
3.1.4滤波电容计算 (2)
3.2 DC/DC变换器设计 (2)
3.2.1 DC/DC变换器总体概述 (2)
3.2.2 半桥式DC/DC典型电路如下 (3)
3.2.3 PWM DC/DC变换器的工作原理 (3)
3.2.4 DC/DC变换器参数计算 (4)
3.3输出滤波整流电路设计 (7)
3.3.1输出整流电路图 (7)
3.3.2 输出电感的设计 (8)
3.3.3 输出电容的计算 (9)
3.3.4 整流输出二极管计算 (10)
3.4 驱动电路设计 (10)
3.4.1 MOSFET管的基本工作原理 (10)
3.4.2 IR2110芯片介绍 (12)
3.4.3 半桥驱动电路分析图如下 (13)
3.4.4 半桥驱动器器件参数选择 (15)
3.5 PWM控制电路设计 (15)
3.5.1 PWM控制变换原理 (15)
3.5.2 SG3525的封装图 (16)
3.5.3 SG3525芯片介绍 (17)
3.5.4 SG3525参数计算 (17)
3.6 反馈电路设计 (17)
4. 电路原理图与波形图汇总 (18)
4.1 电路原理图 (18)
4.1.1 主电路原理图 (18)
4.1.2 PWM控制电路原理图 (18)
4.1.3 驱动电路原理图 (19)
4.2 各部分电路波形图 (19)
4.2.1 单相桥式整流电路电压波形图 (19)
4.2.2 MOSFET驱动电路波形 (20)
5. 主电路元器件清单 (20)
6. 电路仿真 (21)
6.1 仿真技术总体简介 (21)
6.2 SPICE和PSPICE仿真程序介绍 (21)
6.3 仿真图表 (21)
6.3.1 平均整流输入电压如下 (21)
6.3.2 交流输入均方根电压如下 (22)
6.3.3 平均桥二极管 Pd (22)
6.3.4 峰值到峰值输出纹波电压 (23)
6.3.5 频率 (23)
6.3.6 效率 (24)
6.3.7 总输出功率 (25)
7. 设计总结与感想 (25)
8. 致谢 (26)
9. 参考文献 (26)
1.课题任务介绍
1.1 技术参数：
装置输入电源为单相工频交流电源（220V+20％），输出电压V o=24V ，输出电流I o=5A ，最大输出纹波电压100mV ，工作频率f =100kHz 。

1.2 设计要求：
1) 设计主电路，建议主电路为：整流部分是桥式二极管整流，大电容滤波，DC/DC 部分采用半桥变换器，主功率管用MOSFET ；
2) 选择主电路所有图列元件，并给出清单；
3) 设计MOSFET 驱动电路及控制电路；
4) 绘制装置总体电路原理图，绘制：①单相桥式整流电路各点电压波形；②MOSFET 驱动电压、全桥电路中各元件的电压、电流以及输出电压波形（将①②波形分别汇总绘制，注意对应关系）；
5) 利用仿真软件分析电路的工作过程
6) 编制设计说明书、设计小结。

2.直流开关电源总体认知
2.1开关电源的概念
开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM ）控制IC 和MOSFET 构成。

直流开关电源功能是将电能质量较差的原生态电源（粗电），如市电电源或蓄电池电源，转换成满足设备要求的直流电压（精电）。

2.2直流开关电源基本结构
直流开关电源的核心是DC/DC 转换器。

因此DC/DC 转换器的分类基本上就是直流开关电源的分类。

直流DC/DC 转换器按输入与输出之间是否有电气隔离分为隔离式和非隔离式转换器。

开关电源大致由主电路、控制电路、检测电路、辅助220V
交流输入 整流滤波 DC/DC 变换器 输出整流 取样反馈 驱动器 直流输出 PWM
电源四大部分组成。

2.3直流开关电源的工作原理
PWM开关电源的工作过程是让功率晶体管工作在导通和关断的状态，在这两种状态中，加在晶体管上的伏安乘积（即功率半导体器件上所产生的损耗）是很小的，通过斩波把输入的直流电压斩成幅值等于输入电压幅值的脉冲电压来实现的。

脉冲的占空比由开关电源的控制器来调节。

一旦输入电压被斩成交流方波，其幅值就可以通过变压器来升高或降低。

通过增加变压器的二次绕组数就可以增加输出的电压值。

最后这些交流波形经过整流滤波后就得到直流输出电压。

3.直流开关电源设计流程
3.1输入整流电路设计
3.1.1单相桥式输入整流电路设计
整流是将交流电变成脉动直流电的过程。

电源变压器输出的交流电经整流电路得到一个大小变化但方向不变的脉动直流电。

整流电路是由具有单向导电性的元件例如二极管、晶间管等整流元件组成的。

设计要求主电路为桥式二极管整流，单相桥式整流电路分为单相桥式半控整流电路和单相桥式全波整流电路两种，半控整流电路为了防止失控现象，必须加续流二极管，而单相桥式全控整流电路此电路对每个导电回路进行控制，无须用续流二极管，也不会失控现象，也不存在变压器直流磁化问题，变压器的利用率高，基于以上优点，采用单相桥式全控电路，它是由四个二极管接成电桥的形式构成的，四个二极管分为两组，正负半周轮流导通，但负载上电流方向不变，为全波整流。

单相半波整流电路如图（一）所示
图（一)单相桥式整流滤波电路
3.1.2变压器参数计算：
变压器一次侧输入为交流220V 、50Hz ，为U1，二次侧为U2，整流后的输出电压平均值为UO ，根据单相桥式整流电路经验公式，UO = 1.2 U2。

输出直流电压为24V ，输出电流为5A ，则输出功率PO= 24 × 5 =120W ，设变压器效0.8率为80%，则输入功率Pi = 120 ÷ 0.8 = 150W 。

3.1.3整流管参数计算
二极管正向导通电压Ud =0.9×220V=198V 电流Id = Pi ÷ Ud = 0.76A 二极管电流有效值I vd = Id ÷ 2 = 0.54A
二极管最大反向电压Urm =2 × U2 = 311.2V
在考虑安全裕量的情况下，二极管额定电压
=⨯=rm N U U )3~2( 622.3～933.4V 二极管额定电流=⨯=57
.1)2~5.1(vd N I I 0.52～0.69A 根据以上数据，选用1N4004/A 型号的整流二极管，最高反向工作电压为400V ，额定工作电流为1.0A 。

3.1.4滤波电容计算
因为桥式电路整流后的电压是脉动电压，需要滤波。

根据UO = 1.2 U2，可知电容C 的取值满足2)5~3(T C R L ⨯
=⨯，I U R O
O L = = 150Ω 滤波电容的容量为=⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡=R L T C 2)5~3( 200～333F μ 变压器副边电压有效值为2
.12U U O = = 12.5V 电容的耐压值为=≥U U 221.1 19.5V
根据以上数据，实际选取容量为300F μ，耐压为25V 的电容作为输入滤波电容。

3.2 DC/DC 变换器设计
3.2.1 DC/DC 变换器总体概述
开关电源是用PWM DC/DC 变换器作为开关调节器的，因此PWM DC/DC 变换器是开关电源的主要组成部分，是开关电源的控制与功率转换核心。

PWM DC/DC 变换器，它是由功率半导体器件（开关管和二极管）和储能元件（电感或电容）组成的，通过对其中开关管的PWM 通断控制，讲一种数值的直流电压，转换成所需要的另一种数值的直流电压，并控制输入直流电源与负载之间的功率流动，把具有这种功能的转换器叫做PWM DC/DC 转换器。

PWM DC/DC 转换器的组成有两种方式：一种是由两级转换电路组成的DC/AC/DC 转换器，迁移级逆变，实现DC/AC 转换，后一级为整流，实现AC/DC 转换。

另一种是由开关管和二极管开关组合成PWM 开关，将输入直流电压经过斩波、滤波后，转换成另一种数值的直流电压输出。

由于本次设计要求DC/DC 变换器为半桥，所以属于隔离型电路。

半桥式PWM DC/DC 变换器，是由半桥式逆变器、高频变压器、输出整流器和直流滤波器组成，因此属于直流-交流-直流转换器。

3.2.2 半桥式DC/DC 典型电路如下
上图为输出是全波整流电路的半桥式PWM DC/DC 转换器的主电路，此电路实际上是两个正激式PWM DC/DC 转换器的组合，每个正激式转换器的输入电压为U i
21，输出电压为U o 。

变压器初级绕组的匝数为W 1，两个次级绕组的匝数相等，即W 21 = W 22 = W 2，变压器初次级绕组的匝数比K = W W 2
1。

3.2.3 PWM DC/DC 变换器的工作原理
当开关管V 1导通时，变压器初级绕组上的电压为U u i
AB 21 ，绕组感应电动势端为正极性，故整流二极管D R 1导通，D R 2反偏置截止，输出滤波电感电
流i Lf 增加。

在T on t =时刻开关管V 1关断，由于电流i Lf 继续按照原来的方向流
动，故次级绕组W 21和初级绕组W 1中的电流也仍然按照原来的方向流动，电流
i i DR S 11=从W 21的“*”端流出，电流i P 则从“*”端流入，于是二极管D 2续流，因此，电压u AB 的极性反转，使二极管D R 2导通。

由于两个整流二极管同时
导通，将变压器的次级电压钳位在零位，则初级电位也为零，因此电压0=u AB ，这是0=i P 。

而电流i i DR S 22=立即增加到W i W i S S 211222=，此时绕组i 1中的电流
为零，二极管D 2截止。

因为W W 2221=，故i i i Lf W W 212122==。

在⎪⎪⎭⎫ ⎝
⎛2s T T on ～期间，电流i Lf 在电压U o 的作用下下降，所以i i W W 2122=也相应下降。

在2T S t =时，开关管V 2导通，电压u AB 反向，变压器绕组电动势“*”端为负、电流i P 从零反向增加到i W W Lf 12-（不考虑铁心磁化电流）。

电流i DR 1从i Lf
21降到零，i DR 2从i Lf 21增加到i Lf 。

在⎪⎪⎭
⎫ ⎝⎛+2~2T T T s on s 期间，电流i Lf 又增加，故电流i DR 2和i W 1也相应增加。

在2
T T s on t +=时，开关管V 2关断，工作原理与开关管V 1关断时相似。

3.2.4 DC/DC 变换器参数计算
忽略损耗，输出电压V O 按下式计算
N T N t V V V S S P on
S S O n D ⨯⨯=⨯=221，式中
V S ——原边绕组电压（V ）
N P ——原边绕组匝数（匝）
N S
——副边绕组匝数（匝） D ——其中一导管的占空比 =
t t t T t off on on S on +=
T s ——工作周期（S ）
串联耦合电容的选择
变压器耦合电容是一种无极性薄膜电容器。

为了减少电流作用下的升温，必须使用具有较低等效串联电阻的电容器，或者为了达到一定的电容值，必须使用多个电容器并联连接，以降低其等效串联电阻。

初算电容量
耦合电容器C 和电感L 折算到原边的电感L R 组成了一个串联谐振电路，其
谐振频率为
kHz C
L f R R π21= H L s p N N L R μ⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛=2 式中
L R ——副边电感L 折算至原边的电感值（H μ）
N N S P
——变压器原、副边匝数比
C ——耦合电容()F μ，带入可解得
H L S P R C N N f μπ⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛=2226410
为了使耦合电容器充电线性，必须很好的选定谐振频率f R 。

一般选定
f f S R 1.0=，式中f S ——半桥变换器的开关频率（kHz)。

变压器设计参数计算
变压器尺寸选择要满足在工作频率下、温升在允许范围内、输出额定功率的要求。

根据功率选定磁芯型号，其次确定磁感应强度的摆幅值。

找到铁心温升与损耗关系曲线，，可以按以下方法设计。

以最小电压值V S (min)下能提供额定输出功率为前提，在脉宽最大时计算出最少的原边线圈匝数。

A
B t V A
t V
N e
opt
on p
e
on p
mpp
B ⨯⨯=
⨯
∆⨯=2 式中
N
mpp
——磁密双摆工作时原边线圈最少匝数（匝）
V p
——原边线圈电压)(2V V s = t
on
——导通时间()s μ
B ∆ ——导通期间磁感应强度的增量（mT)
B
opt
——单相最佳磁感应强度摆幅（mT ）
A e ——铁心最小面积（mm 2
）
求出每匝电压系数，即
N
V mpp
p 比值
计算副边绕组的匝数。

输出电压应加上绕组和二极管压降，除以没匝电压系数即可求得副边绕组的匝数。

副边绕组匝数半匝是不合理的。

除非用特别方法绕制，否则会导致变压器一边饱和。

所以副边实际匝数可在计算值上浮或下浮取整匝数。

如果下浮取整，则必须按比例减小原边的匝数，以保证输出电压符合要求，因为脉宽不能大于50%。

原边匝数的减小会导致铁心磁密的增大，容易达到饱和。

因此，副边线圈上浮取整较好。

这时，原边匝数和最大磁通密度可以不变，只要减小脉宽就可以保证输出电压达到额定值。

这样，当输出电压为最小值V s (min)时，导通占空比小于50%，如果输出电压偏高，占空比更可小于50%。

从而，可用控制线路把脉宽限定在一定的范围，形成的死区，有利于防止直通发生。

本次设计要求输出功率为120W ，输出电压为24V ，输出电流5A ，开关频率100kHz ，效率设为80%，允许温升限为40℃，计算本次设计的半桥变换器参数：
①输入功率
W
V
I P
P o
o
o
s 1508
.0120
==
=
=
η
η
②查阅磁心传送功率与尺寸（体积）各种形式关系图，得知，150W 应选
RM14或EC41（FX3730）磁心
③从FX3730变压器在自然通风时总损耗与温升关系曲线图可知，允许温升
40℃，确定总损耗为2.6W ，因最佳效率，确定铁损
W 3.12
6
.2= ④从《FX3730变压器在100℃以下，考虑磁滞和涡流损耗与总磁通的函数
关系图》可知，1.3W 损耗对应的磁通在开关100kHz 时为8Wb μ
⑤因FX3730的
A e 中心磁极面积为mm 2
106，得
mT
Wb mm
A
B e
opt 5.7510682
==
=
μϕ
⑥磁感应强度增量B
opt
B 2
=∆
T mT B 15.09.1505.752==⨯=∆
⑦原边最少匝数
N mpp 依式计算。

式中s t on μ510015.010
3
=⨯⨯
=
V V ac
220=，电压范围为±20%考虑，则倍压整流电压V s
V V
s
7.4349.13.18.0220=⨯⨯⨯=
=⨯⨯=
⨯
∆⨯=A
B t V A
t V N e
opt
on s
e
on p
mpp
B 2136匝
⑧每匝电压系数
60
.1136
2
/7.434==
⑨副边绕组及二极管压降设为1V ，故副边
V V
s
25124'=+=
副边绕组匝数625.1560
.1'==V
N S
S 匝，上浮，取16匝。

根据情况，可计算上
浮后对应原边匝数。

3.3输出滤波整流电路设计
3.3.1输出整流电路图
3.3.2 输出电感的设计
主输出和辅输出的输出电感都不允许进入不连续工作模式。

不连续工作模式是从电感阶梯谐波电流的阶梯下降至零开始的，这种情况会在直流电流下降至斜坡幅值dI 的一半时发生，于是
()L
T V V L
T V I o
on o o
on L dc dI -===12
当V dc 最小时，选择N S 使V 1最小时T on 不需要大于2
8.0T
就可以输出所需的V o
值。

而)2(
1T
T V V on O = 则有
V V T T o on 1
2= 选取N s ，使V dc 及相应V 1最小时T on 为
2
8.0T
，于是 V V T T
T o on 1
228.0==
或V V o 25.11= 及
()()I
L
V V dc
o
o
o
T dI 22/8.025.1=-= 和
I
V L
dc
o o
T
05.0=
如果最小电流I dc 规定为额定电流I on 的1/10（通常情况），则
I
V L on
o o T
5.0=
以上L o
、V o 和T 的单位分别为亨利、伏特和秒，I dc 为最小输出电流，I on
为额定输出电流，单位均为安培。

经验算法一般选择输出滤波电感电流的脉动为最大输出电流的20%，这样本模块电源的输出滤波电感电流的脉动可选为A I O 1%20=⨯，也就是当输出电流在A I I O O 5.0%10min =⨯=时应保证输出滤波电感电流连续，输出滤波电感可按下式计算：
]
2/1[)2(2m i n D LF i o
o s o f V V K V V I f V L ---⋅⨯=
代入数据得：
uH V V K V V I f V L D
LF i o
o s o f 2.19]
95
.05.03.32/19824
1[5.0)101002(224]
2/1[)2(23min =--⨯-⨯⨯⨯⨯=
---⋅⨯= 3.3.3 输出电容的计算
输出电容C O 的选择应满足最大纹波电压的要求，输出纹波几乎完全由滤波电容的ESR （等效串联电阻R O ）的大小来决定，而不是电容本身的大小来决定，纹波电压峰—峰值V R 为
dI R V
O r
=
式中，dI 是所选的电感电流纹波的峰—峰值。

另外，对于铝电解电容器，在很大容值及额定电压范围内，其C
R
O
O
的乘
积基本不变。

铝电解电容C R O O 的范围是10106
6
80~50--⨯⨯。

因此C O 可选为
(
)()V V R
C r
r O
O dI dI 101010
6
6
6
80/8080---⨯=
⨯=⨯=
式中，C O 的单位为法拉，dI 的单位为安培，V r 的单位为伏特。

规定输出电压的最大纹波值为ΔV= 100 mV ，则可由下式确定输出滤波电容
的大小：
]
2/1[)2(82D
LF i o
s f o f V V K V V V f L V C ---∆⋅⋅=
代入数据得：
uF V V K V V V f L V C D
LF i o
s f o f 25.6]95.05.03.32/19824
1[10100)102(1092.1824]2/1[)2(83
2552
=--⨯-⨯⨯⨯⨯⨯⨯=
---∆⋅⋅=-
3.3.4 整流输出二极管计算
A U U 67.269
.024
9.002===
二极管的最大反向电压：
V
V U U RM 43.7567.2622222=⨯==
二极管平均电流：
A I I dVD 5.22
1
0==
二极管的电流有效值：
A I I D
VD 54.32
==
二极管的额定电压：
V U U RM N 29.226~86.150)3~2(=⨯=
二极管的额定电流：
A I I VD
N 51.4~38.357
.1)2~5.1(=⨯
= 选用6A1的二极管，,额定工作电流为6A ，正向压降为0.95V 。

3.4 驱动电路设计
3.4.1 MOSFET 管的基本工作原理
因为本次设计主功率管采用MOSFET ，下面对MOSFET 进行简要介绍。

MOSFET 管是三端电压控制型开关器件（双极型晶体管是三段电流控制型开
关器件），在开关电源电路中，MOSFET管的使用与双极型晶体管类似。

当栅极有驱动电压时MOSFET管完全导通，驱动电压需要满足尽可能减小导通压降的要求。

栅极无驱动电压时，MOSFET管关断，此时MOSFET管承受输入电压或其值的几倍。

MOSFET管的符号图如下：
N沟道型MOSFET管（相当于N型双极晶体管）通常由正电源供电。

负载连接在电源正极和漏极之间。

漏极电流由正的栅极电压控制，从正供电母线流入通过负载阻抗到漏极，然后从源极返回到负供电母线。

大部分MOSFET都是N沟道型的。

它还可以进一步分为两种截然不同的类型，即增强型和耗尽型。

对于N沟道增强型，当栅极间电压为零时，漏源极间电流为零。

它需要一个正的栅源极间电压来建立漏源极间电流。

对于N沟道耗尽型管，当栅源极电负的压为零时，栅源极间电流最大。

它需要一个负的栅源极间电压来关断漏源间电流。

耗尽型MOSFET管不用做功率晶体管，也很少用在单管小电流电路中，现在它多用于对重要器件的敏感输入端的接地保护电路中。

功率MOSFET作为单极型器件，没有少数载流子的存储效应，输入阻抗高，因而开关速度高，驱动电路比较简单。

但是功率MOSFET存在较大的极间电容，因而其栅极输入端相当于一个容性网络，这就要求栅极驱动电路的输出电阻要小，否则输出电容的充电时间过长就会影响MOSFET的开通速度。

功率MOSFET栅极驱动电路有两种形式，一种是直接驱动式，其中直接驱动式又分为用TTL驱动MOSFET、加有负偏压互补驱动MOSFET电路和用线性互补电路驱动三种。

另一种就是隔离驱动电路。

本次设计选取隔离驱动电路。

3.4.2 IR2110芯片介绍
本次设计半桥驱动电路采用控制芯片IR2110驱动。

IR2110内部框图如下
IR2110内部结构和特点
IR2110内部框图由三个部分组成：逻辑输入，电平平移及输出保护。

（1）具有独立的低端和高端输入通道。

（2）悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V。

（3）输出的电源端（脚3）的电压范围为10—20V。

（4）逻辑电源的输入范围（脚9）5—15V，可方便的与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率电源地之间允许有V的便移量。

（5）工作频率高，可达500KHz。

（6）开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns。

（7）图腾柱输出峰值电流2A。

IR2110封装图如下
3.4.3 半桥驱动电路分析图如下
图a
图b
IR2110用于驱动半桥的电路如上图所示。

IR2110图a和图b为IR2110的两种工作状态。

图中C1、VD1分别为自举电容和快恢复二极管，C2为VCC的滤波电容。

假定在S1关断期间C1已充到足够的电压（VC1≈VCC）。

当HIN为高电平时VM1
开通，VM2关断，VC1加到S1的门极和发射极之间，C1通过VM1，Rg1和S1门极栅极电容Cgc1放电，Cgc1被充电。

此时VC1可等效为一个电压源。

当HIN 为低电平时，VM2开通，VM1断开，S1栅电荷经Rg1、VM2迅速释放，S1关断。

经短暂的死区时间（td）之后，LIN为高电平，S2开通，VCC经VD1，S2给C1充电，迅速为C1补充能量。

如此循环反复。

IR2110半桥驱动电路原理图
3.4.4 半桥驱动器器件参数选择
自举电容的选取
MOSFET开通时，需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷。

假定在器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压（10V，高压侧锁定电压为8.7/8.3V）要高；再假定在自举电容充电路径上有1.5V的压降（包括VD1的正向压降）；最后假定有1/2的栅电压（栅极门槛电压VTH通常3～5V）因泄漏电流引起电压降。

综合上述条件，此时对应的自举电容的值选为nF
17
6.
实际选取104无极性瓷片电容
快恢复二极管的选择
自举二极管是一个重要的自举器件，它应能阻断直流干线上的高压，二极管承受的电流是栅极电荷与开关频率之积。

为了减少电荷损失，应选择反向漏电流小的快恢复二极管。

选取HER307。

3.5 PWM控制电路设计
本次设计的控制电路采用PWM控制方式。

3.5.1 PWM控制变换原理
PWM控制方式必须要求有产生恒定频率的震荡源作为比较的基准，这种震荡器称为“时钟震荡器”。

此外还必须要有脉冲宽度调制电路，也就是说，检测比较放大电路将误差电压信号放大后，必须将该电压信号变换成脉冲宽度信号，完成这种功能的电路称为“电压—脉宽转换”电路（用V/W电路表示）。

然后由基极驱动电路激励高压开关晶体，调节导通脉冲宽度以实现稳压。

比如，由于某种
原因（负载电流减小或电网电压上升）使高频变压器副边输出电压的平均值增大，电源输出电压也将随之升高，反馈检测电路将这一电压变化量由电压-脉冲转换电路转换成脉冲宽度的变化，使脉冲宽度变窄，亦即使脉冲的占空比减小，高频变压器输出电压的平均值下降，从而使输出电压达到稳定；反之，若电源输出电压由于某种原因下降时，控制回路的输出脉宽将增大，高频变压器输出电压的平均值提高，使电源输出电压又回升到原来的数值。

这便是PWM控制变换器型开关电源的基本稳压原理。

本次PWM控制器设计采用的IC是SG3525芯片。

3.5.2 SG3525的封装图
引脚功能介绍
各引脚功能如下:
1脚、2脚分别为误差放大器的反相输入端和同相输入端,
3脚为同步输出端,
4脚为振荡器输出,
5脚、6脚分别外接内部振荡器的时基电容和电阻,
7脚接放电电阻,
8脚为软启动,
9脚为误差放大器的频率补偿端,
10脚为关断控制端,用于实现限流控制,
11脚、14脚为输出端，
12脚为接地端,
13脚接输出管集电极电源,
15脚接SG3525的工作电源,
16脚为5.1V 基准电压 3.5.3 SG3525芯片介绍
SG3525芯片是由美国硅通用电气公司设计的适用于高频功率MOS 管驱动的第二代集成电路脉冲宽度控制器,其中SG3525可用于驱动N 沟道的功率MOS 管。

SG3525内部结构图
3.5.4 SG3525参数计算 SG3525的震荡频率为
()R
R
C f
d
O
S
37.01
+=
式中C O 和R O 分别是与脚5、脚6相连的震荡器的电容和电阻，R d 是与脚7相连的放电端电阻值。

由于一直频率为100kHz,在根据器件规格调整各器件数值，确定C O 为0.005F μ，
R
O
为2.8Ωk ,R d 为10Ωk
3.6 反馈电路设计
输出电压反馈电路设计图如下
传递函数()S
S s G C R C R 1
1
12
1+=
4. 电路原理图与波形图汇总
4.1 电路原理图
4.1.1 主电路原理图
4.1.2 PWM 控制电路原理图
4.1.3 驱动电路原理图
4.2 各部分电路波形图
4.2.1 单相桥式整流电路电压波形图
4.2.2 MOSFET驱动电路波形
5.主电路元器件清单
元器件名称：输入整流二极管型号：1N4004A 规格：反向工作电
压400V，电流1A 个数：6
，耐压值25V 个数：3 元器件名称：滤波电容规格：容量300F
元器件名称：N沟道MOSFET 个数：2 元器件名称：高频变压器规格：磁心FX3730，原副线圈匝数比136：16 个数：1
元器件名称：输出整流二极管规格：电流为6A，正向压降为0.95V
个数：3
μ个数：1 元器件名称：输出整流滤波电感规格：19.2H
μ个数：1 元器件名称：输出整流滤波电容规格：6.25F
6.电路仿真
6.1 仿真技术总体简介
根据实际电路（或系统）建立模型，通过对模型的计算机分析、研究和实验，以达到研制和开发实际电路（或系统）的目的，这一过程称为计算机仿真。

由于它的高效、高精度、高经济性和高可靠性，因此备受人们的重视。

电路的计算机仿真技术，要解决两个主要问题：如何建立电路的方程（即仿真模型），如何求解电路方程。

由此而提出了各种仿真技术、程序和软件包。

自20世纪70年代至今，电路仿真的分析方法主要有：状态变量法、节点分析法、改进的节点分析法、状态空间平均法等，在用SPICE通用电路程序具体仿真一个开关变换器时，也结合状态空间平均法的概念，从而建立开关变换器功率电路及控制集成电路的仿真模型，分别编制出SPICE仿真子程序，附加到SPICE 中，可进行大信号、小信号瞬态分析及直流分析。

6.2 SPICE和PSPICE仿真程序介绍
SPICE是一种通用集成电路计算机分析程序，可以对电路进行非线性直流分析、非线性瞬态时域分析和交流小信号时域和频域分析等。

SPICE应用了一组电路模型方程，基本分析工具是牛顿——拉弗逊迭代法。

PSPICE则是SPICE程序的派生软件。

原来用于SPICE模型，可直接移植到PSPICE上来。

SPICE在小型机、工作站上运行，而PSPICE则是可以在微型计算机上运行的SPICE程序，它兼容SPICE的功能。

因此，应用PSPICE仿真比SPICE 更为方便。

PSPICE求解方程的方法是以梯形法和GEAR积分法相结合，以适应病态系统的特点，并采用截断误差控制时间步长，即可较快得到稳定解，又可保证解的精度。

PSPICE在SPICE基础上某些功能还有所扩充和增强，使用更为方便。

本次设计仿真使用PSPICE软件。

6.3 仿真图表
6.3.1 平均整流输入电压如下
针对交流线路时段的平均整流电压6.3.2 交流输入均方根电压如下
6.3.3 平均桥二极管 Pd
桥二极管在交流线路期间的平均功率耗散6.3.4 峰值到峰值输出纹波电压
6.3.5 频率
开关频率6.3.6 效率
稳态效率
6.3.7 总输出功率
7.设计总结与感想
首先不得不说我拿到的《直流开关电源》这个题目可以说是本次课程设计选题中难度最大的几个题目之一，在这个题目中，它包括了《单相桥式整流》《DC/DC 变换》《交直交变换》等其他课题，系统分出的模块多且复杂。

刚拿到题目时完全不知该从何下手，自己到图书馆一口气借了9本关于开关电源方面的书籍，同时在网上查资料，可以说光是熟悉这个课题进行入门就花了一个多星期的时间，本次设计前后历时三个多星期，可见开关电源的设计入门还是很难的。

从图书馆借来的书籍对我的帮助是很大的，网上的资料不可能会像书籍一样系统的讲解开关电源的设计流程，花一些时间摸索之后渐渐有了眉目，本次的课程设计也慢慢变得流畅起来了。

虽然说花了三个多星期完成了这次课程设计，可是还是有很多没有搞清楚的地方，比如取样反馈电路部分等等。

本次设计虽然很难，但是靠着自己一点点地学习，最终还是完成了任务，这在实习刚开始的时候几乎是不可能完成的，所以说这次的成功也鼓舞了自己的信心，意识到自己有足够的完成困难任务的能力。

这对今后的学习工作都是大有裨益的。