20170403-三个基本功率变换器的CCM-DCM边界条件

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20170403-三个基本功率变换器在DCM下的稳态关系

R
iL (t )
AS
ILP
DTs
D′Ts
IL
D′′Ts
Ts
M=
Vo 1 + 1 + 4 D 2 / K 2 Lfs ，其中： K = = Vg 2 R
3：Buckboost 变换器在 DCM 下的稳态电压增益：
AS PS
IoL
C
iL (t )
Vg
ILP
Vo
DTs
D′Ts
L
IL
D′′TsILTsM =，得到：
M =
2 1 + 1 + 4(1 − D) / D 2
=
2 =D 1 + (2 − D) / D
2
在 Boost 变换器中，将边界关系 K = D (1 − D ) 代入 M =
1 + 1 + 4D 2 / K ，得到： 2
2 2 1 1 + 1 + 4 D 2 / K 1 + 1 + 4 D / D(1 − D) = = M = 1− D 2 2
2 Lfs Vo D ，其中： K = = R Vg K
用得到的 DCM 下之输出电压与输入电压的稳态增益关系，再将各变换器的 CCM/DCM 边界条件代进去，会发现得到的关系，即是对应变换器在 CCM 下的稳态增益关系。在 Buck 变换器中：将边界关系 K = 1 − D 代入 M =
2 1 + 1 + 4K / D 2
在 Buckboost 变换器中，将边界关系 K = (1 − D ) 2 代入 M =
D K
，得到：
M =
D K
=
D (1 − D) 2

开关电源CCM和DCM工作模式

开关电源Buck电路CCM及DCM工作模式一、Buck开关型调整器:图1二、CCM及DCM定义：1、CCM (Continuous Conduction Mode),连续导通模式：在一个开关周期内，电感电流从不会到0。

或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。

2、DCM，(Discontinuous Conduction Mode)非连续导通模式：在开关周期内，电感电流总会会到0，意味着电感被适当地“复位”，即功率开关闭合时，电感电流为零。

3、BCM（Boundary Conduction Mode），边界或边界线导通模式：控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。

控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。

如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长，因此，BCM变化器是可变频率系统。

BCM变换器可以称为临界导通模式或CRM（Critical Conduction Mode）。

图1通过花电感电流曲线表示了三种不同的工作模式。

图2 电感工作的三种模式电流斜坡的中点幅值等于直流输出电流I的平均值，峰值电流Ip与谷值电o流I之差为纹波电流。

V三、CCM工作模式及特点根据CCM定义，测试出降压变换器工作于连续模式下的波形，如下图3所示。

图3波形1表示PWM 图形，将开关触发成导通和截止。

当开关SW 导通时，公共点SW/D 上的电压为Vin 。

相反，当开关断开时，公共点SW/D 电压将摆到负，此时电感电流对二极管D 提供偏置电流，出现负降压——续流作用。

波形3描述了电感两端电压的变化。

在平衡点，电感L 两端的平均电压为0，及S1+S2=0。

S1面积对应于开关导通时电压与时间的乘积，S2面积对应于开关关断时电压与时间的乘积。

S1简单地用矩形高度（in V -out V ）乘以D sw T ，而S2也是矩形高度-out V t 乘以（1-D ）sw T 。

连续（CCM）及非连续（DCM）导通模式

CCM Continuous Conduction Mode 连续导通模式DCM Discontinuous Conduction Mode 非连续导通模式CCM连续模式：变压器磁能尚未释放完毕，或激磁电流未下降到零时开关管再次导通，开关管电流从这个还未下降到零的激磁电流开始上升，即开关管电流不是锯齿波，是侧梯形波，因全过程中没有前后级同时关断的时刻，VDS波形后肩没有低频波。

90V输入，IPK波形 90V输入，VDS波形DCM断续模式：变压器磁能释放完毕，或激磁电流下降到零，再延时后开关管导通。

开关管电流从零开始上升，开关管电流为锯齿波。

在中间的延时段，前后级同时关断，因输出电压门槛，关断后还有少量能量未释放完，在变压器内部形成振荡波，即VDS波形后肩低频波（由于是分布电容与变压器激磁电感与漏感的和形成的，故频率较低。

而尖峰电压为分布电容与漏感形成的，频率高）。

264V输入，IPK波形 264V输入，VDS波形临界模式：即DCM模式中的激磁电流下降到零点时开关管马上再次导通，没有延时，开关管电流为锯齿波，VDS波形后肩没有低频波。

（其实也有类似DCM 模式下的输出门槛电压造成磁能未完全释放，但能量很低，开关管再次导通时起始电流基本接近零，可以忽略）即激磁电流还未下降到零时，开关管再次导通为CCM模式；下降到零时马上导通为临界模式；下降到零再延时开关管才导通为DCM 模式。

锯齿波电流起始端的电流尖峰是寄生电容对开关管充放电引起的，电容中的电流能突变，电压不能突变；电感上的电压能突变，电流不能突变。

相对来说，MOS管关断后无电流通过（绝对来说，还是有很微弱的电流振荡），变压器的储能通过次级及外围分布参数续流释放能量，分布参数形成尖峰冲击振荡。

由于开关管引脚D还“挂靠”在上面，能感受到其压力即电压。

上图电流波形上的，那个尖峰是由哪产生的，有的电流波形朝也也会有这个尖，开通瞬间的电流尖峰是次级二极管的反向恢复以及分布电容放电产生的。

Buck 电路中的CCM和DCM

Buck 电路中的CCM和DCM降压电路是一种基本的DC/DC变换器。

随着IPM驱动和MCU供电、LED照明驱动、继电器和交流开关供电等小功率、直接从母线电压供电的应用场合越来越多，而目前的大部分DC/DC变换器输入电压一般在50V以内，一种高压的降压型斩波变换器被研究和使用得越来越广泛。

考虑到降压电路构成简单、成本较低，因此这种变换器具有良好的市场前景。

本文对其原理和高压降压电路应用设计进行了详细地阐述。

降压电路拓扑分析图1是降压拓扑的电路图。

当t=0时驱动S导通，电源Uin向负载供电，电感电流iL线性上升。

当t=ton时控制S关断，二极管VD续流，电感电流呈线性下降。

图1：降压拓扑电路图。

根据电感电流是否连续，可分为连续电流模式(CCM)、不连续电流模式(DCM)和临界电流模式(BCM或CRM或TM)。

通常串接较大电感L使负载电流连续且纹波小。

但是小功率SMPS中为了减小噪声以及损耗，通常选定电感电流不连续模式(DCM)。

CCM和DCM下的各参数波形如图2所示。

图2：CCM和DCM下主要参数波形。

1. BCM和CCM设IL为iL的平均值，△iL是iL的纹波值。

则在BCM和CCM模式下：稳态时:又从(3)和(4)得：从(1)、(2)和(5)得：在CCM下, (5)取>号在BCM下, (5)取等号， ==> L=R*Ts*(1-D)/22. DCM设图2中t1处iL=0，且a=(t1-ton)/Ts=t1/Ts-D。

则稳态时 L上电压开关周期平均值为0:C在开关周期内电流平均值为0:iL的平均值：IL=△iL*(D+a)/2<△iL/2Load电流： Io=Uo/R根据(7)、(8)和(4)得: 0.5*[(Uin-Uo)/L]*D*Ts*[Uin*D/Uo]=Uo/R且: K=2*L/(D2*Ts*R)=2/(D2*x), x=Ts*R/L, y=Uo/Uin。

图3：各模式下Uo/Uin的比值变化图。

DCM-CCM 临界控制的APFC电路设计规范

DCM/CCM 临界控制的APFC电路设计规范2000年6月22日发布 2000年6月22日实施深圳市安圣电气有限公司前言本规范于2000年6月22日首次发布。

本规范起草单位：二次/工业电源研究部、研究管理部技术管理处本规范执笔人：高拥兵本规范主要起草人：赵林冲、朱品华、李晓、董晓鹏本规范标准化审查人：刘善中本规范批准人：华麟本规范修改记录：更改信息登记表目录摘要 (5)缩写词/关键词/解释 (5)1.来源 (5)2.适用范围 (5)3.规范满足的技术指标（特征指标） (5)4.详细电路图 (5)5.工作原理简介 (6)6.设计、调试要点 (7)7.局部PCB版图（可选项） (11)8.元器件明细表(详见附录) (11)9.附录 (13)附录1.元器件明细表 (13)附录2.应用反例（可选项） (15)摘要：本规范介绍了一种DCM/CCM临界连续控制方式的APFC电路，该电路一般应用于中小功率AC/DC电源整流模块中（75W-1000W），作为前置变换器，起输入功率因数校正作用。

关键词：DCM/CCM 临界控制，APFC缩略词解释CCM：Continuous Current Mode，电感电流连续模式DCM：Discontinuous Current Mode ，电感电流断续模式APFC：Active Power Factor Correction，有源功率因数校正1.来源本规范中的电路来源于GSM3.0 AC/DC模块S2T24M1M1单板，已经在GSM3.0 AC/DC模块中得到的批量使用验证，与之相关的外围单元电路有输入EMI电路、后级双管正激DC/DC变换电路。

2.适用范围该单元电路可用于交流输入的中小功率整流模块中（75-1000W），如一次电源10A整流模块，工业电源的GSM3.0和HR项目，UPS的充电器等。

3.规范满足的技术指标（特征指标）本单元电路在GSM3.0 AC/DC电源的PFC 电路得到验证。

ccm dcm 纹波系数

ccm dcm 纹波系数
在CCM（连续导通模式）和DCM（非连续导通模式）中，纹波系数是一个重要的参数。

纹波系数定义为电感电流的纹波与平均电感电流的比值。

在电感电流波形中，由于电压波形是脉动矩形，电感电流将呈三角形，具有一定的直流电平。

当纹波系数小于2时，转换器以连续导通模式（CCM）运行，否则以非连续导通模式（DCM）运行。

在合适的降压转换器设计中，CCM工作在满载时更为理想，因为它在功率半导体中具有较低的电流应力。

对于CCM模式反激变换器，设计时KRF（电流纹波系数）<1，此时，KRF 的取值会影响到初级电流的均方根值（RMS）。

对于DCM模式变换器，设计时KRF=1。

此外，在经验上，电感的电流纹波总是设计为平均电感电流的30%左右。

如需更多关于CCM和DCM的信息，建议请教电子工程专家或查阅相关文献资料。

PFC电路的分类

PFC电路的分类PFC电路按照输入电流的工作情况分为三种模式：CCM电流连续型，DCM电流不连续性和介于两者之间的是TCM临界性。

1．CCM(continuouscurrentmode)电流连续型如下图所示为连续模式的一种类型：平均电流型。

平均连续性PFC变换器开关频率固定，周期T不变，占空比随着输入电压的变化而变化，通过PFC电感器和开关MOSEFT的电流在AC线路电压的半个周期内任何时刻都不为零，而是时刻跟随电压的变化轨迹，其平均电流IAC呈正弦波，且保持和AC输入电压同相位。

根据控制方式不同，除了平均电流型以外，CCM模式还分为峰值电流控制和滞后电流控制，共同的特点就是电流连续，不存在断点。

一般CCM的PFC变换器可以用于250瓦以上的开关电源，工作在CCM模式的PFC变换器有很低的谐波失真度．THD可达到5%以下。

由于其电感电流不会降到零，电感电压变化较小，谐波IIR热损耗较小，有较小的电磁干扰，由于电流的变化幅度小，相比也有较小的磁芯损耗。

同DCM方式相比．CCM模式电路相对复杂，而且由于MOSEFT 导通不在电感电流为零的时候，二极管的反向恢复电流会产生很大的开关应力，损耗不容忽视，因此需要使用价格较高的快速反向恢复二极管以减小损耗。

2．DCM(discontinuouscurrentmode)电流不连续性如下图所示为电流不连续性PFC电路的模式．DCM的特点是利用两个开关周期之间的电感电流存在死区。

和连续性模式相比，电路设计更容易实现，由于其导通的时候电流为零，所以不必考虑升压二极管的反向恢复电流，对二极管的要求比较低。

显而易见，在同样的平均输入电流下，DCM需要较高的峰值电感电流，因而需要选用大的功率器件。

由于其电流变化幅度较大，峰值较高，电感有较大的磁芯．I2R热损耗较大。

谐波失真度THD也比连续型模式的要大，所以电流不连续模式一般只用于相对较小功率的开关电源。

和后面提到的CRM临模式相比，其主要优点是可以固定开关频率以限制最大开关频率．使前端EMI滤波器设计简单化。

20170402-三个基本功率变换器在CCM下的稳态关系

三个基本功率变换器在 CCM 下的稳态关
普高（杭州）科技开发有限公式张兴柱博士
最基本的 DC-DC 变换器有三个，它们是 Buck 变换器、Boost 变换器和 Buckboost 变换器。根据电感上电压的稳态伏秒平衡定律，可以方便地推导出这三个基本变换器在 CCM 工作模式下的稳态输入输出关系。 1：Buck 变换器的稳态电压增益：
1− D
从得到的输出电压与输入电压之稳态增益关系中，可以看出： Buck 变换器最基本的特性是降压；Boost 变换器最基本的特性是升压；Buckboost 变换器最基本的特性是升降压，且其输出与输入的极性相反。
这三种稳态电压增益关系，分别代表了三种类别的功率变换器，由它们延伸的各种功率变换器拓扑，基本上也可以归结为这三大类，即降压型变换器；升压型变换器；升降压型变换器。
1
为 1 时，且是可以稳定工作的，其原因是在稳态时，因为输出电压和输入电压的相同，导致每一个开关周期内，在电感上既没有激磁，也没有去磁，所以可以长期稳定工作。
不过在实际的产品应用中，一般都会对其控制的最大占空比设一个限制。目的是防止元器件的应力过高，和实现变换器的性能最优。
另外当负载为空载时，这三个基本变换器，在某一占空比控制下的工作均是不可能的，原因是这种情况下的输出电容只有充电，没有放电，导致其安秒的不平衡，结果是使输出电容上的电压不断升高，最终导致输出电容因电压超过额定值而损坏。
2Ig ASVg NhomakorabeaPS
L
IL
C
2：Boost 变换器的稳态电压增益：
Ig
L
PS
Vg
AS
C
3：Buckboost 变换器的稳态电压增益：
AS

Buck-Boost变换器基本公式和概念

Buck转换器CCM (1)纹波电压 (1)纹波电流 (1)Buck转换器DCM (2)纹波电压 (2)DCM工作原理 (2)电感峰值电流 (4)电压变换比 (5)Boost转换器CCM (6)电流纹波 (7)电压纹波 (8)Boost转换器DCM (9)纹波电压 (9)DCM工作原理 (9)电感峰值电流 (11)电压变换比 (12)变换器的特性总结 (13)PWM模式 (14)PFM模式 (14)时钟模式PFM（Clocked PFM） (14)跳周期PFM（Skipping Cycles） (15)电压模式 (18)电流模式 (19)峰值电流控制模式 (20)平均电流控制模式 (20)开关电源指标 (21)功耗分析 (21)切换原理 (24)Boost能量传输 (25)负载调整率 (25)电压调整率 (25)斜坡补偿 (26)Buck 转换器 CCM纹波电压20208S V D V T LC∆=1200211021111()222888t S S C S S S t TT V V D I I V i dt T D T T C C C C L LC∆∆∆=====⎰纹波电流22g g sL s V V V DD T i DT LL'-∆==结论：纹波电流和负载无关Buck 转换器 DCM纹波电压20012()1()2S T I I V D D C I∆-∆=+∆1200121()11()2t S C t T I I V i dt D D C C I∆-∆==+∆⎰DCM 工作原理模式下Buck 变换器等效电路IQ1导通电感电压()()L g g v t V v t V V =-≈-电容电流()()()()c L L v t Vi t i t i t R R=-≈- IID1导通电感电压()()L v t v t V =-≈- 电容电流()()()()c L L v t V i t i t i t R R=-≈- III 电流断续电感电流0L i = 电感电压0L v = 电容电流()()()()c L v t v t Vi t i t R R R=-=-≈- 电感峰值电流()()/D c i t i t V R =+积分取平均11()()/sst T t T D c ttssi t dt i t dt V R T T ++=+⎰⎰由于电容平均电流是零/D i V R ⇒= 电容充电平衡，电感峰值电流12g pk L s V V i i DT L-=∆=面积相等121121()()2()()2Lpk s s L g i t dt i D D T D Ti V V D D L =+=-+⎰112()()2sg D T V V V D D R L⇒=-+电压变换比联立电感伏秒平衡以及电容充电平衡112112()()2g s g D V V D D D T V V V D D R L⎧=⎪+⎪⎨⎪=-+⎪⎩g V V ⇒== 2SL K RT =随着占空比的增大Buck 变换器的工作状态由DCM 转换成CCM(,)D CCM M D K DCM ⎧⎪=Boost 转换器 CCM开关在位置1时电感电压和电容电流：,/L g C v V i V R ==- 开关在位置2时电感电压和电容电流：,/L g C v V V i I V R =-=-在一个周期内电感充放电能量相等，即能量变化为0。

开关电源CCM与DCM工作模式

或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。

3、BCM（Boundary Conduction Mode），边界或边界线导通模式：控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。

控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。

如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长，因此，BCM变化器是可变频率系统。

BCM变换器可以称为临界导通模式或CRM（Critical Conduction Mode）。

图1通过花电感电流曲线表示了三种不同的工作模式。

图2 电感工作的三种模式电流斜坡的中点幅值等于直流输出电流I的平均值，峰值电流Ip与谷值o电流I之差为纹波电流。

V三、CCM工作模式及特点根据CCM定义，测试出降压变换器工作于连续模式下的波形，如下图3所示。

图3波形1表示PWM 图形，将开关触发成导通和截止。

当开关SW 导通时，公共点SW/D 上的电压为Vin 。

相反，当开关断开时，公共点SW/D 电压将摆到负，此时电感电流对二极管D 提供偏置电流，出现负降压——续流作用。

波形3描述了电感两端电压的变化。

在平衡点，电感L 两端的平均电压为0，及S1+S2=0。

S1面积对应于开关导通时电压与时间的乘积，S2面积对应于开关关断时电压与时间的乘积。

S1简单地用矩形高度（in V -out V ）乘以D sw T ，而S2也是矩形高度-out V t 乘以（1-D ）sw T 。

ccm dcm 并存设计变压器

反激式开关电源变压器的设计（evdi版）个人感觉反激是入门也是最难的，理解考个人琢磨。

在论坛上方法也学到了不少，加上看了其他的一些文章把自己的看法上传给大家，望大家指教。

谢谢Evdi 9.28 设计目标：Vin AC90-260 V o 15v Iomax 2A f 100k运行方式：Iomax ccm 65％Iomax dcm这里我们设计得是工作于CCM和DCM得电路，所以我们应该考虑两个点：1负载最大时点Iomax2 DCM与CCm的临界点，这时得Io＝65％Iomax1临界点1．1计算匝比与最大占空比这里有两种方法，其实实质都是一样只是在操作上有些不同，但都存在着一个共同点：主观性.1．1．1从V or着手这里要分两步：（1）得出V or取值首先需要了解一下反激的原理，简单点说反激就是buck-boost电路和变压器的和体。

V or为反激电压，就是在Mosfet关断时，次级导通使初级感应得电压，这里是起到了承接两者的关系因此在设计时可以先考虑V or的取值。

对于buck-boost: Vdc*Ton=V or*Toff Q－1对于变压器匝比V or*Np=V o*Ns Q－2对于V or的取值，对此总结如下:这里要从mosfet关断时所受的电压应力着手考虑。

当mosfet关断时存在V or+Vdcmax+Vspike+Vmargin=Vdss选用Vdss＝600vmosfetVdcmax＝Vimax*1.4=365vVspike大约＝95vVmargin取30-70v得到V or为70-110v。

其实我们这里选得值都时大约值，比如Vdss我们当然可以选择更大得耐压值，计算会导致V or变大，但是我们有个前提就是V or有一个限度这个限度是使Dmax不能大于50％。

其实这里V or是个考虑综合因素取得一个较为主观得值。

（2）算出匝比和最大占空比由Q－2式Np/Ns=V or/(V o+Vf)当V or为70时：Np/Ns=4.3当V or为110时：Np/Ns=6.8这里我们取Np/Ns=5,因为V or取值一般小些比较好，所以V or＝80v 由Q-1式当Vdc最小时，Ton肯定时最大，所以Dmax*Vdcmin=V or*(1-Dmax)这里Vdcmin我们取100算得Dmax＝0.441.1.2绕过V or，直接先假设Dmax一般利用经验取Dmax 为小于0.5得值，这里我们取0.45。

DCM和CCM比较

DCM狀態下在Tr ton期間,整個能量轉移波形中具有較高的原邊峰值電流,這是因為初級電感值Lp相對較低之故,使Ip急劇升高所造成的負面效應是增加了繞組損耗(winding lose)和輸入濾波電容器的漣波電流,從而要求開關晶體管必須具有高電流承載能力,方能安全工作. 在CCM狀態中,原邊峰值電流較低,但開關晶體在ton狀態時有較高的集電极電流值.因此導致開關晶體高功率的消耗.同時為達成CCM,就需要有較高的變壓器原邊電感值Lp,在變壓器磁芯中所儲存的殘餘能量則要求變壓器的體積較DCM時要大,而其他系數是相等的.
綜上所述,DCM與CCM的變壓器在設計時是基本相同的,只是在原邊峰值電流的定義有些區
在實際設計中通過調整氣隙大小來選定能量的傳遞方式(DCM / CCM) . 若工作於DCM方式,傳遞同樣的能量峰值電流是很高的. 工作中開關Tr,輸出二极體D以及電容C產生最大的損耗,變壓器自身產生最大的銅損(I2R). 若工作於CCM方式,電感較大時,電流上升斜率低雖然這種狀況下損耗最小,但這大的磁化直流成分和高的磁滯將使大多數鐵磁物質產生磁飽和. 所以設計時應使用一個折衷的方法,使峰值電流大小適中,峰值與直流有效值的比值比較適中. 只要調整一個合適的氣隙,就可得到這一傳遞方式,實現噪音小,效率合理之佳況.。

20170512-反激变换器在电流负载下的工作点模式判别

反激变换器在电流负载下的工作点模式判别普高（杭州）科技开发有限公司张兴柱博士图1是电流负载下的反激变换器。

V oL在负载为电阻负载时，根据Buckboost 的三种工作模式条件，可以获得反激变换器的三种工作模式条件，如表1。

表1：反激变换器的三种工作模式条件：变换器Buckboost 变换器反激变换器 CCM/DCM 边界条件 K D =−2)1( K D N =−22)1( DCM K D >−2)1( K D N >−22)1(CCMK D <−2)1(K D N <−22)1(其中：R Lf K s 2=，为与负载电阻相关的一个常数，spN N N =，是变压器的匝比。

在实际的开关稳压电源中，其负载为电流型负载，用oL I 表示。

因为：oL o I V R =，所以：ooLs m V I f L K 2=，其中o V 是常数。

又因为CCM/DCM 边界时有：221）（D N K −=，及og NV V D +=11所以电流负载下的CCM/DCM 边界方程可写成：22)/1(2g o o oL s m V NV N V I f L +=（1）解方程（1），可得：)12(−=ooLs m og V I f L N NV V （2）考虑到：0>oLgdI dV （请自行证明）所以反激变换器在电流负载下的工作模式判别也可用图2（输入电压为纵坐标、负载电流为横坐标，方块中的所有输入电压和负载电流为该反激变换器的全部工作点）来表示。

其中：红色虚线上的工作点，满足22)/1(2g o o oL s m V NV N V I f L +=，工作于CCM/DCM 边界；边界线右侧的工作点，满足22)/1(2g o o oL s m V NV N V I f L +>，工作于CCM 模式；边界线左侧的工作点，满足22)/1(2g o o oLs m V NV N V I f L +<，工作于DCM 模式。

开关电源CCM及DCM工作模式

或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。

3、BCM（Boundary Conduction Mode），边界或边界线导通模式：控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。

控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。

如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长，因此，BCM变化器是可变频率系统。

BCM变换器可以称为临界导通模式或CRM（Critical Conduction Mode）。

图1通过花电感电流曲线表示了三种不同的工作模式。

图2 电感工作的三种模式电流斜坡的中点幅值等于直流输出电流o I 的平均值，峰值电流Ip 与谷值电流V I 之差为纹波电流。

三、CCM 工作模式及特点根据CCM 定义，测试出降压变换器工作于连续模式下的波形，如下图3所示。

图3波形1表示PWM 图形，将开关触发成导通和截止。

当开关SW 导通时，公共点SW/D 上的电压为Vin 。

相反，当开关断开时，公共点SW/D 电压将摆到负，此时电感电流对二极管D 提供偏置电流，出现负降压——续流作用。

波形3描述了电感两端电压的变化。

在平衡点，电感L 两端的平均电压为0，及S1+S2=0。

S1面积对应于开关导通时电压与时间的乘积，S2面积对应于开关关断时电压与时间的乘积。

S1简单地用矩形高度（in V -out V ）乘以D sw T ，而S2也是矩形高度-out V t 乘以（1-D ）sw T 。