硬开关全桥电路计算
开关电源输出全桥整流计算
开关电源输出全桥整流计算开关电源输出全桥整流计算，这可有点像在神秘的电路世界里解开一道有趣的谜题呢。
咱们先来说说全桥整流是个啥。
你可以把它想象成一个超级交通管理员，在电路这个大道路系统里，它的任务就是把交流电那种一会儿正向一会儿反向的电流，变得像直流电一样规规矩矩地朝着一个方向跑。
就好像把一群调皮捣蛋、到处乱跑的小娃娃，整整齐齐地排成一队往前走。
那这个全桥整流电路里都有啥元件呢？有四个二极管，这四个二极管就像是四个忠诚的卫士，各自守在电路的关键位置。
当交流电的电流从电源进来的时候，这四个二极管就开始按照自己的规则工作了。
咱们开始算一算吧。
假设我们知道输入的交流电的电压有效值是Vrms。
那这个全桥整流后的输出电压平均值Vo是多少呢？这里有个小公式哦，Vo = 0.9Vrms。
这就好比你知道了一袋糖果有多少颗是总数，然后按照一定的比例就能算出能分给小朋友多少颗一样。
比如说，你有100颗糖果（就好比是输入的交流电电压有效值），按照这个规则，你就可以算出能分给小朋友90颗（就好比是整流后的输出电压平均值）。
但是呢，这只是理想情况下的计算。
在实际的电路世界里，就像我们生活中总会有些小意外一样，电路里也有各种损耗。
二极管可不是完美的，它自身会有压降。
一般来说，硅二极管的正向压降大概是0.7V。
这就好比你要把水从一个地方运到另一个地方，中间的水管会漏水，这个0.7V就是那漏掉的一点点水。
如果我们要更精确地计算输出电压，就需要考虑这个二极管的压降了。
假如我们的电路里是硅二极管，而且是全桥整流，那这个时候的输出电压平均值Vo就变成了Vo = 0.9Vrms - 2×0.7V。
为啥是2×0.7V呢？因为全桥整流里有两个二极管是串联在电流路径上的，它们都会产生压降，就像两个小障碍一样，都会让电压降低一点。
再说说电流。
如果我们知道输入的交流电流有效值是Irms，那整流后的输出电流平均值Io是多少呢？在理想情况下，这个输出电流平均值和输入电流有效值是有关系的。
全桥硬开关电路的功率级电路
全桥硬开关电路的功率级电路全桥硬开关电路是一种用于直流-交流（DC-AC）转换的电路拓扑，通常用于开关电源、逆变器等应用中。
全桥硬开关电路通过对开关管进行精确的控制，实现高效率的电能转换。
下面是全桥硬开关电路的功率级电路示意图：
+---|-----------|---+
Vdc | | | | Vload
+---| Switch |---+
Idc | | | | Iload
+---|-----------|---+
| |
----- -----
--- ---
- -
在这个示意图中：
Vdc 是直流输入电压。
Idc 是直流输入电流。
Vload 是交流负载的输出电压。
Iload 是交流负载的输出电流。
Switch 是用于控制的开关管。
功率级电路的关键是四个开关管，它们构成了一个全桥结构。
这些开关管被称为高侧开关和低侧开关，通过适时地控制它们的通断，可以控制电能的流动方向和实现交流输出。
在硬开关电路中，开关管在切换时会经历零电流和零电压状态，以减小开关损耗。
在操作中，通常采用调制技术（如脉宽调制PWM）来调整开关管的通断时间，从而控制输出电压的大小。
这种控制方式可以实现对输出电压的精确控制，同时减小电路的失真。
要注意的是，全桥硬开关电路的设计需要考虑开关管的选型、散热设计、保护电路等方面的问题，以确保电路的稳定性和可靠性。
全桥式开关电源变压器参数计算办法
全桥式开关电源变压器参数计算办法全桥式开关电源变压器参数计算办法全桥式变压器开关电源的作业原理与推挽式变压器开关电源的作业原理对错常挨近的，仅仅变压器的鼓动办法与作业电源的接入办法有点纷歧样;因而，用于计算推挽式变压器开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的数学表达式，相同能够用于全桥式变压器开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的计算。
1全式开关电源变压器初级线圈匝数的计算全桥式变压器开关电源与推挽式开关电源相同，也归于双激式开关电源，因而用于全桥式开关电源的变压器铁心的磁感应强度B,可从负的最大值-Bm,改动到正的最大值+Bm,而且变压器铁心能够不必留气隙。
全桥式开关电源变压器的计算办法与前面推挽式开关电源变压器的计算办法底子相同，根据推挽式开关电源变压器初级线圈匝数计算公式：由上面的公式看出，尽管是用来计算推挽式变压器开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的公式，但关于全桥式变压器开关电源变压器初级线圈匝数的计算相同有用。
式中，N1为变压器初级线圈N1绕组的起码匝数，S为变压器铁心的导磁面积(单位：平方公分)，Bm为变压器铁心的最大磁感应强度(单位：高斯);Ui为开关电源的作业电压，即加到变压器初级线圈N1绕组两头的电压，单位为伏;tau;=Ton,为操控开关的接通时刻，简称脉冲宽度，或电源开关管导通时刻的宽度(单位：秒);F为作业频率，单位为赫芝，通常双激式开关电源变压器作业于正、反激输出的状况下，其伏秒容量有必要持平，因而，能够直接用作业频率来计算变压器初级线圈N1绕组的匝数;F和tau;取值要预留20%分配的余量。
式中的指数是一同单位用的，选用纷歧样单位，指数的值也纷歧样，这儿选用CGS单位制，即：长度为公分(cm)，磁感应强度为高斯(Gs)，磁通单位为麦克斯韦(Mx)。
2沟通输出全桥式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算全桥式变压器开关电源假定用于DC/AC或AC/AC逆变电源，即把直流逆成为沟通，或把沟通整流成直流后再逆成为沟通，这种逆变电源通常输出电压都不需求调整，作业功率很高。
全桥工作方式 计算公式
全桥工作方式计算公式
全桥工作方式是一种常见的电子电路结构，通常用于测量和转换电压、电流等物理量。
全桥工作方式的计算公式可以根据不同的应用场景和需求而有所不同。
以下是一些常见的全桥工作方式的计算公式：
1. 电压放大倍数：
$A_{v} = \frac{V_{o}}{V_{i}} = \frac{R_{4}}{R_{3}}$
其中，$V_{o}$为输出电压，$V_{i}$为输入电压，$R_{3}$和$R_{4}$为桥路中两个可调电阻。
2. 灵敏度：
$S = \frac{V_{o}}{I_{i}} = \frac{R_{4}}{R_{3}} \times \frac{R_{2}}{R_{1}}$
其中，$I_{i}$为输入电流，$R_{1}$和$R_{2}$为桥路中另外两个可调电阻。
3. 相位移：
$\varphi = \arctan(\frac{C_{2}}{C_{1}})$
其中，$C_{1}$和$C_{2}$为桥路中两个电容器的容量。
这些公式可以帮助您了解全桥工作方式的基本原理和计算方法。
具体应用时，您需要根据实际需求和电路参数进行计算。
硬开关全桥电路计算课件【新版】
3 电路原理3.1.1 硬开关全桥变换电路工作原理图1为硬开关全桥变换电路原理图,下面对此电路进工作过程行详细的分解；图1硬开关全桥变换电路原理图其中，Q1，Q2，Q3，Q4为IGBT或MOS，其并联的二极管和电容为其反并二极管和输出结电容。
Ls-p， Ls-s分别为变压器原副边的漏感和引线电感。
Ip为变压器原边电流，I L为流过输出电感电流， I C为流过输出电容的电流， I O为输出电流。
图2为硬开关全桥变换电路的波形图2 硬开关全桥变换电路的波形工作过程1：在t0-t1时间段内，Q1，Q4同时导通，导通时间为D*Ts，原边和副边电流的走向如红色曲线指示方向。
变压器原边绕组电压V AB为输入电压V in；原边关断开关管Q2，Q3的反向电压V CE也为输入电压V in。
副边整流二极管D5，D8导通，而D6，D7因为承受V in/K的反向电压而截止。
K为变压器原副边的匝比。
K=N P：N S输出电感L out承受正向的电压V in/K-V O，电感电流I L线性上升。
流过输出电容C out的电流I C为I L的交流分量。
此时原边电流I P形状基本和I L相同（由于变压器励磁电感较大，励磁电流很小，所以忽略其影响），只是需要考虑变压器的变比K，一般计算时建议把I L的峰值除以K折算到原边进行计算。
工作过程2：t1时刻，Q1，Q4关断，由于副边输出电感电流不能突变，所以副边负载电流对应的原边电流给Q1，Q4 的输出结电容充电（如原边红色箭头路径），使其尽快上升到V in/2，此时变压器原边绕组电压为0，然后由于原边变压器的漏感和引线电感Ls-p 的电流也不能突变，所以通过Ls-p 继续给Q1，Q4 的结电容充电，使其达到V in，此时由于Q2，Q3反并二极管的钳位导通（如原边黄色箭头路径）， Q1，Q4 的反向电压（ V CE）被钳位到输入电压V in，此时变压器原边绕组电压为-V in；然后Ls-p 和4个开关管的输出结电容谐振，最终开关管的输出结电容电压在t2时刻稳定在V in/2。
3846,斜坡补偿
电路模式:UC3846全桥硬开关,工作频率100KHZ,输入电压220V关键:斜坡补偿参数确定.参照有关文献,峰值电流控制模式的电路需要引入斜坡补偿,电路系统才能正常工作.补偿量为电感电流下降斜率的0.75倍,电路如下图所示图1现在来计算R2的数值,根据有关成熟电路,把R1确定在1000欧姆,由有关文献整理得如下公式(1) R2=R1×(锯齿波电压斜率÷取样电阻上的电压斜率的0.75倍)其中, 锯齿波电压斜率=锯齿波电压幅度÷锯齿波周期而取样电阻上的电压变化斜率如下推导如果初级采用300比1的互感器,主变变比为22比4,次级滤波电感为30UH,那么滤波电感的电流下降斜率反映到互感器取样电阻RS上的电流变化斜率VS等于(2) VS=输出电感电流变化率×主变边比×互感器变比上式中的输出电感电流变化率=输出电压/滤波电感于是(3)取样电阻RS上的电压变化斜率=(输出电压/滤波电感) ×(1/300)×(4/22) ×RSRS由UC3846的电压输入幅度(1.1V)和主电路初级峰值电流来确定,比如主电路峰值电流锁定在20A,那么通过互感器偶合后的电流为20A/300.所以最终RS确定在(4)RS=1.1V÷(20/300)=16.5欧姆取15欧姆把输出电压和输出电感代入式(3)(5) 取样电阻RS上的电压斜率=(45V/30uH) ×(1/300) ×(4/22) ×15欧姆=0.0000000136伏/秒因为锯齿波电压斜率=锯齿波电压幅度÷锯齿波周期100KHZ下代入实测数据锯齿波电压斜率=2V/5us=0.0000004伏/秒最后(6) R2=锯齿波电压斜率÷取样电阻上的电压斜率的0.75倍×R1= 4×0.0000001÷(0.0000000136×0.75)×1000=40K最终还有个滤波电容C2的选取,选小了,系统容易受干扰而工作不正常,选大了系统反映迟钝.一般选锯齿波震荡周期的1/50以下.于是(7) C2小于或等于TON/50R1=5us÷(50×1000)=1000PF计算结束,和常规的电路数值都差不多,但是我的实际电路还不稳定,最头疼的是把峰值限制电流调小(调1脚电位)的时候看到输出波形不是变占空比,而是频率和占空比都降低了,我期待的短路的时候占空比不变频率而把脉宽收到最小的状态并不出现.希望高手指点迷津.。
正激类(全桥、半桥、推挽、正激)变压器计算
A）交流 输出推挽 式开关电 源变压器 初、次级 线圈匝数 比的计算 推挽式开 关电源如 果用于 DC/AC或 AC/AC逆 变电源， 即把直流 逆变成交 流输出， 或把交流 整流成直 流后再逆 变成交流 输出，这 种逆变电 源一般输 出电压都 不需要调 整，因此 电路相对 比较简 单，工作 效率很高 。
n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui —— 次/ 初级变压 比，D为 0.5时 （1152） 不过，在 低电压、 大电流输 出时，一 定要考虑 整流二极 管的电压 降。
C）直流 输出电压 可调整式 推挽开关 电源变压 器初、次 级线圈匝 数比的计 算
直流输出 电压可调 整式推挽 开关电源 的功能就 要求输出 电压可 调，因 此，推挽 式变压器 开关电源 的两个控 制开关K1 、K2的占 空比必须 要小于 0.5；因 为推挽式 变压器开 关电源正 反激两种 状态都有 电压输 出，所以 在同样输 出电压 （平均 值）的情 况下，两
n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui —— 变 压比，D 为0.5时 （1152）
（1152）式 就是计算 逆变式推 挽开关电 源变压器 初、次级 线圈匝数 比的公式 。式中， N1为开关 变压器初 级线圈两 个绕组其 中一个的 匝数，N3 为变压器 次级线圈 的匝数， Uo输出电 压的有效 值，Ui为 直流输入 电压， Upa输出 电压的半 波平均值 。
（1153）和 （1154）式 就是计算 直流输出 电压可调 整式推挽 开关电源 变压器初 、次级线 圈匝数比 的公式。 式中，N1 为变压器 初级线圈 N1或N2绕 组的匝 数，N3为 变压器次 级线圈的 匝数，Uo 直流输出 电压，Ui 为直流输 入电压。
全桥电路适用功率计算公式
全桥电路适用功率计算公式全桥电路是一种常见的电路拓扑结构，它通常用于驱动电感负载，例如电机、变压器等。
在实际应用中，我们需要计算全桥电路的适用功率，以确保电路能够正常工作并且不会过载。
本文将介绍全桥电路适用功率的计算公式，并对其进行详细的解释。
全桥电路适用功率计算公式如下所示：\[ P_{max} = \frac{V_{dc}^2}{8R} \]其中，\( P_{max} \) 表示全桥电路的最大适用功率，单位为瓦特（W）；\( V_{dc} \) 表示直流输入电压，单位为伏特（V）；\( R \) 表示负载电阻，单位为欧姆（Ω）。
这个公式的推导过程比较复杂，我们可以简单地理解为全桥电路的最大适用功率与直流输入电压的平方成正比，与负载电阻的大小成反比。
这意味着当直流输入电压增大或者负载电阻减小时，全桥电路的最大适用功率会增加。
在实际应用中，我们可以通过这个公式来计算全桥电路的最大适用功率，从而选择合适的电源和负载电阻，以确保电路能够正常工作并且不会过载。
同时，我们也可以根据实际情况调整直流输入电压和负载电阻，以满足不同的功率需求。
需要注意的是，这个公式只适用于理想情况下的全桥电路，实际应用中可能会受到许多因素的影响，例如电路元件的损耗、温升效应等。
因此，在实际应用中，我们需要综合考虑这些因素，并进行适当的修正。
此外，全桥电路的适用功率还与工作频率、PWM调制方式等因素有关，这些因素并未包含在上述公式中。
因此，在实际应用中，我们还需要综合考虑这些因素，并进行适当的修正。
总之，全桥电路的适用功率是一个重要的参数，它直接影响着电路的性能和稳定性。
通过合理计算和选择，我们可以确保全桥电路能够正常工作并且不会过载，从而提高电路的可靠性和安全性。
希望本文对您有所帮助，谢谢阅读！。
全桥式开关电源变压器参数计算办法
全桥式开关电源变压器参数计算办法全桥式开关电源是一种常用于电子设备的电源供应系统，其特点是输出功率大、效率高、体积小、重量轻。
全桥式开关电源中的变压器起到了功率转换和电气隔离的作用。
本文将详细介绍全桥式开关电源变压器参数的计算办法。
1.输入电压和输出电压的确定首先根据电子设备的需求和设计要求，确定输入电压和输出电压的数值。
一般来说，输入电压为直流电，通常为12V或24V；输出电压可以根据设备的功耗和电路要求来确定。
2.输入电流和输出电流的估算接下来需要根据设备的功耗和效率来估算电流的数值。
输入电流的估算可以通过计算输入功率和输入电压之间的关系来得出，一般来说，输入功率为输出功率的1.2倍左右；输出电流可以通过计算输出功率和输出电压之间的关系来得出。
3.技术参数的选择根据估算得出的输入电流和输出电流的数值，选择合适的技术参数。
包括选取合适的铁芯材料、导线截面积、绕线数目等。
4.计算变压器的变比根据输入电压和输出电压的数值，计算变压器的变比。
变比可以通过以下公式计算：变比=输入电压/输出电压5.计算变压器的匝数根据变比和导线截面积，计算变压器的主绕线匝数。
主绕线匝数可以通过以下公式计算：主绕线匝数=主导线截面积x输入电流/主导线的负载流密度6.计算变压器的副绕线匝数根据变比和主绕线匝数，计算变压器的副绕线匝数。
副绕线匝数可以通过以下公式计算：副绕线匝数=主绕线匝数x变比7.计算变压器的铁芯参数根据输入电流和主绕线匝数，计算变压器的铁芯参数。
包括铁芯截面积、总磁通和铁芯材料的性能参数。
8.计算变压器的电阻和电感根据变压器的铁芯参数和主绕线匝数，计算变压器的电阻和电感。
9.检查变压器设计是否符合要求最后一步是检查变压器设计的参数是否满足设备的需求和设计要求。
包括变压器的功率损耗、温升、散热等。
总结：以上是全桥式开关电源变压器参数计算的基本步骤。
在实际设计中，还需要考虑特殊情况和额定工作条件，如过载、瞬态响应等。
全桥硬开关.ZVS同步整流创造转换效率的高峰
全桥硬开关ZVS ZCS同步整流创造DC/DC效率的高峰在了解美国优秀DC/DC制造商的产品及技术时，发现银河公司（Galaxy power）的DC/DC给出了最高的转换效率。
我们测试了它的工作波形，并且画出了它的等效电路，测试转换效率，在48V输入时，高达94%以上。
下面给出其原理电路和工作波形。
见图1和图2。
图1 Galaxy公司150W半砖DC/DC变换器原理电路图2 工作波形图经过对电路的分析，对照，我们总结出下面若干条技术特色。
1．初级侧硬开关全桥电路拓扑，PWM IC为UCC3808A，四只功率MOSFET为VISHA Y公司最优秀的MOSFET 为Si4480，耐压80V，导通电阻9mΩ,开关速度为30ns,工作频率200khz。
从Vin+~Vin-回路中没有设置电流取样回路。
从而没有取样电阻的损耗。
2．次级侧采用ZVS ZCS同步整流，驱动信号由UCC3808A给出，经高速光耦传至二次侧，同步整流MOSFET为Si4840导通电阻为3mΩ，每侧四只并联共计8只，同步整流只有导通损耗及驱动损耗。
3．变压器及输出滤波电感体积取得较大。
磁密，电密都较低。
大电流为铜片组成的绕组。
绝缘层占的磁心窗口面积很小，大部分为导体。
4．采用了小型8引线的微处理器，型号为MICROCHIP公司的PIC12C671小MCU,该芯片为SO-8封装，它控制了输入过压，欠压关断，输出过流保护，输出短路保护，输出过压保护以及半砖DC/DC的过热保护。
ON/OFF端的控制也由小MCU完成，但外围元件很少。
从其中我们看到如下几点：1．对电压较高电流较小时，加上最新科技的MOSFET，硬开关状态损耗并不大。
2．对低电压大电流（5V 30A 150W）时，软开关的同步整流效果十分明显，对效率的提升起到了很大作用。
3．MOSFET的三大技术指标，导通电阻，栅驱动电荷及开关速度是最大的影响效率的因素。
优秀的MOSFET不仅导通电阻极低，而且栅驱动电平低，电荷少，开关速度快，是提升转换效率之关键因素。
一种硬开关全桥输出带预偏电压启动的方案
ｗｉ ｔ ｈ ｒ ｅ ｌ ａ ｔ ｅ ｄ ｖ ａ ｌ ｕ ｅ ａ ｔ ｔ ｈ ｅ ｓ ａ ｍｅ ｔ ｉ ｍｅ ，ａ ｎ ｄ ｔ ｈ ｅ ｎ ｓ ｔ ａ ｒ ｔ ｕ ｐ ａ ｔ ｔ ｈ ｉ ｓ ｖ ａ ｌ ｕ ｅ ． Ａ ＨＳ ＦＢ ｍｏ ｄ ｕ ｌ ｅ ，ｗｈ ｉ ｃ ｈ ｉ ｎ ｐ ｕ ｔ ｉ Ｓ ４ ８ Ｖ ａ ｎ ｄ ｏ ｕ ｔ ｐ ｕ ｔ ｉ Ｓ
１ ２ Ｖ／ ２ ０ Ａ， ｉ Ｓ ｔ ａ ｋ ｅ ｎ ａ ｓ ｅ ｘ ａ ｍｐ ｌ ｅ ｔ ｏ ｖ ｅ ｒ ｉ ｆ ｙ ｔ ｈ ｅ ｍｅ ｔ ｈ ｏ ｄ ．Ｔｈ ｅ ｅ ｘ ｐ ｅ ｒ ｉ ｍｅ ｎ ｔ ｓ ｈ ｏ ｗｓ ｔ ｈ ａ ｔ ｔ ｈ ｅ ｎ ｅ ｗ ｓ ｏ ｌ ｕ ｔ ｉ ｏ ｎ ｄ ｏ ｅ ｓ ｎ ｏ ｔ ｒ ｅ ｑ ｕ ｉ ｒ ｅ ａ ｄ ｄ ｉ ｔ ｉ ｏ ｎ —
的带预偏 电压启动的方案 。该方法是在 电源启动前 ， 先检 测输入 输 出电压 ， 然后将 参考值 与环路 的输 出设 置成与输 出电 压相对应值 ， 最后使输 出电压在预偏 电压 处单调上升 。在输入 电压 为４ ８ Ｖ， 输 出电压为１ ２ ｖ／ ２ ０ Ａ的电源模块上验证 了该
Ｋｅ ｙ ｗｏ ｒ ｄ ｓ ：ｐ ｏ ｗｅ ｒ ｍｏ ｄ ｕ ｌ ｅ ｓ ｙ ｎ ｃ ｈ ｒ ｏ ｎ ｏ ｕ ｓ ＦＥ Ｔ ；ｐ ｒ ｅ － ｂ ｉ ａ ｓ ｓ ｔ ａ ｒ ｔ ｕ ｐ；ｆ ｏ ｒ ｗａ ｒ ｄ ｃ ｏ ｎ ｖ ｅ ｒ ｔ ｅ ｒ
全桥硬开关隔直电容计算
全桥硬开关隔直电容计算
全桥硬开关电路中的隔直电容是一个关键元件，用于阻断直流分量，允许交流分量通过。
隔直电容的计算涉及到电路的工作频率、负载特性以及电源参数等多个因素。
首先，我们需要明确全桥硬开关电路的基本工作原理。
在这种电路中，开关管以一定的频率交替导通和关断，从而在负载上产生交变的电压和电流。
隔直电容的作用是在开关管切换时提供一个临时的电流通路，以减小开关管的电压应力，同时避免直流分量对负载造成影响。
计算隔直电容时，我们需要考虑电路的工作频率。
频率越高，电容的充放电过程就越快，所需的电容值就越小。
因此，我们需要根据电路的工作频率选择合适的电容值，以确保电容能够在开关管切换时及时充放电。
此外，负载特性也是计算隔直电容时需要考虑的因素之一。
负载的阻抗、功率以及电流波形等都会对电容的选择产生影响。
一般来说，负载的阻抗越大，所需的电容值就越小；而负载的功率越大，所需的电容值就越大。
最后，电源参数也是计算隔直电容时需要考虑的因素之一。
电源的电压、电流以及纹波等都会对电容的选择产生影响。
一般来说，电源的电压越高，所需的电容值就越大；而电源的纹波越小，所需的电容值就越小。
综上所述，计算全桥硬开关电路中的隔直电容需要综合考虑电路的工作频率、负载特性以及电源参数等多个因素。
在实际应用中，我们可以通过仿真或实验来确定合适的电容值，以满足电路的性能要求。
开关电源硬件电路设计计算及选择
4 开关电源硬件电路设计计算及选择开关电源设计基本参数：输入电压范围： DC+18V~36V 整流输出DC 额定电压+24V 输出电压范围： DC+5.0V 额定输出电流： 2.0A 输出纹波电压： 2% 开关电源频率： 50KH4.1“设计电源”预估算：1、总的输出功率： ∑-=nm outout out IVP 1)(（4—1）A A 25⨯=W 10=2、估计输入功率estoutin P P η=（4—2）8.010W= W 5.12=注：①式中，η为电源效率，取0.8②输入功率值DC-DC 部分。
3、直流输入电压：设计指标要求，DC 直流电压：V in ：DC18V~36V 可调； 输入额定电压为DC+24V 。
4、平均输入电流 ⑴最大输入电流：lowinhigh V P I =（4—3）V W185.12= =0.69A⑵ 额定输入电流：)(now in in op V P I =（4—4）V W245.12==0.52A从最大电流输入值0.69A 可见，开关电源变压器的一次绕组电流容量可选线标0.64A ，导线直径为0.63mm ，带绝缘直径0.721mm ，导线面积S=0.32mm 2。
因为设计输出最大电流为2A ，所以，二次绕组的电流容量可选线标2.5A ，导线直径为1.12mm ，带绝缘直径为1.247mm ，导线截面积S=1.04mm 2。
UC3842及外围电路消耗功率小，本次设计所需电流不大可大概从线标中选择电流容量为0.51A ，导线直径为0.560mm ，带绝缘直径为0.650mm ，导线面积S=0.26m 2。
5.估计峰值电流：(min)in outPK U KP I =（4—5）V W18105.5⨯==3.056(A) 式中：系数选定由事先的拓扑决定，本次设计采用反激式电路。
K=1.4 （对于Buck 电路、推挽电路和全桥电路） K=2.8 （对于半桥电路和正激式电路）K=5.5 （对于Bost 、Buck-Boost 和反激式电路）6. 电源频率50KHz 。
全桥整流电路的公式
全桥整流电路的公式全桥整流电路是一种常见的电路拓扑结构，主要用于将交流电转换为直流电供电。
它由四个电子器件（二极管）组成，通过交替导通和截断来实现电流方向的控制和转换。
全桥整流电路可以提供高效率的电能转换，并且被广泛应用于电源和电子设备中。
在全桥整流电路中，正弦交流电源通常由变压器提供。
变压器的输出接入电路的两个相对输出端，而中性点则连接到电路的负极。
全桥整流电路的公式可以表达如下：V_out = |V_in| - 2 * V_d其中，V_out表示输出电压，V_in表示输入交流电源的峰值电压。
V_d表示二极管的压降，它取决于使用的二极管类型和电流。
对于硅二极管，V_d约为0.7伏；而对于钛化物二极管，则约为0.3伏。
全桥整流电路的工作原理如下：当输入交流电源的正半周为正时，二极管D1和D4导通，而二极管D2和D3截断。
此时，电流经过D1和D4流向输出电路，并输出正半周的电压；当输入交流电源的负半周为正时，二极管D2和D3导通，而二极管D1和D4截断。
此时，电流经过D2和D3流向输出电路，并输出负半周的电压。
通过这种方式，全桥整流电路可以有效地将交流电转换为直流电。
需要注意的是，全桥整流电路中的二极管必须具备足够的电压和电流承受能力，同时具备良好的耐反向压力能力。
此外，合适的脉冲宽度调制（PWM）控制和滤波电容的添加也是常见的优化手段，以提高转换效率和减小输出波动。
全桥整流电路是一种常用且高效的电路拓扑结构，通过适当的控制和转换，可以将交流电源转换为直流电源。
其公式描述了输出电压与输入电压之间的关系，而工作原理则解释了电路如何实现电流方向的控制和转换。
偷瞄大师笔记，终于弄懂移相全桥的分析与计算！
偷瞄大师笔记，终于弄懂移相全桥的分析与计算！电源联盟---高可靠电源行业第一自媒体在这里有电源技术干货、电源行业发展趋势分析、最新电源产品介绍、众多电源达人与您分享电源技术经验，关注我们，搜索微信公众号：Power-union，与中国电源行业共成长！偷瞄大师笔记，终于弄懂移相全桥的分析与计算！在早期的大功率电源（输出功率大于1KW）应用中，硬开关全桥(Full-Bridge)拓扑是应用最为广泛的一种，其特点是开关频率固定，开关管承受的电压与电流应力小，便于控制，特别是适合于低压大电流，以及输出电压与电流变化较大的场合。
但受制于开关器件的损耗，无法将开关频率提升以获得更高的功率密度。
例如：一个5KW的电源，采用硬开关全桥，即使效率做到92%，那么依然还有400W的损耗，那么每提升一个点的效率，就可以减少50W的损耗，特别在多台并机以及长时间运行的系统中，其经济效益相当可观。
随后，人们在硬开关全桥的基础上，开发出了一种软开关的全桥拓扑——移相全桥(Phase-Shifting Full-Bridge Converter，简称PS FB)，利用功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件，使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通(Zero voltage Switching，简称ZVS)，来实现恒频软开关，提升电源的整体效率与EMI性能，当然还可以提高电源的功率密度。
上图是移相全桥的拓扑图，各个元件的意义如下：Vin：输入的直流电源T1-T4：4个主开关管，一般是MOSFET或IGBTT1,T2称为超前臂开关管，T3,T4称为滞后臂开关管C1-C4：4个开关管的寄生电容或外加谐振电容D1-D4：4个开关管的寄生二极管或外加续流二极管VD1,VD2:电源次级高频整流二极管TR：移相全桥电源变压器Lp：变压器原边绕组电感量Ls1,Ls2:变压器副边电感量Lr：变压器原边漏感或原边漏感与外加电感的和Lf：移相全桥电源次级输出续流电感Cf: 移相全桥电源次级输出电容R L: 移相全桥电源次级负载因为是做理论分析，所以要将一些器件的特性理想化，具体如下：1、假设所有的开关管为理想元件，开通与关断不存在延迟，导通电阻无穷小；开关管的体二极管或者外部的二极管也为理想元件，其开通与关断不存在延迟，正向压降为0。
全桥硬开关.ZVS同步整流创造转换效率的高峰
全桥硬开关ZVS ZCS同步整流创造DC/DC效率的高峰在了解美国优秀DC/DC制造商的产品及技术时，发现银河公司（Galaxy power）的DC/DC给出了最高的转换效率。
我们测试了它的工作波形，并且画出了它的等效电路，测试转换效率，在48V输入时，高达94%以上。
下面给出其原理电路和工作波形。
见图1和图2。
图1 Galaxy公司150W半砖DC/DC变换器原理电路图2 工作波形图经过对电路的分析，对照，我们总结出下面若干条技术特色。
1．初级侧硬开关全桥电路拓扑，PWM IC为UCC3808A，四只功率MOSFET为VISHA Y公司最优秀的MOSFET 为Si4480，耐压80V，导通电阻9mΩ,开关速度为30ns,工作频率200khz。
从Vin+~Vin-回路中没有设置电流取样回路。
从而没有取样电阻的损耗。
2．次级侧采用ZVS ZCS同步整流，驱动信号由UCC3808A给出，经高速光耦传至二次侧，同步整流MOSFET为Si4840导通电阻为3mΩ，每侧四只并联共计8只，同步整流只有导通损耗及驱动损耗。
3．变压器及输出滤波电感体积取得较大。
磁密，电密都较低。
大电流为铜片组成的绕组。
绝缘层占的磁心窗口面积很小，大部分为导体。
4．采用了小型8引线的微处理器，型号为MICROCHIP公司的PIC12C671小MCU,该芯片为SO-8封装，它控制了输入过压，欠压关断，输出过流保护，输出短路保护，输出过压保护以及半砖DC/DC的过热保护。
ON/OFF端的控制也由小MCU完成，但外围元件很少。
从其中我们看到如下几点：1．对电压较高电流较小时，加上最新科技的MOSFET，硬开关状态损耗并不大。
2．对低电压大电流（5V 30A 150W）时，软开关的同步整流效果十分明显，对效率的提升起到了很大作用。
3．MOSFET的三大技术指标，导通电阻，栅驱动电荷及开关速度是最大的影响效率的因素。
优秀的MOSFET不仅导通电阻极低，而且栅驱动电平低，电荷少，开关速度快，是提升转换效率之关键因素。
硬开关全桥工作原理
硬开关全桥工作原理
硬开关全桥是一种电子变换器拓扑结构，用于实现直流电压变换和变频调节。
其工作原理如下：
1. 基本结构：硬开关全桥由四个开关管组成，每个开关管分别连接在桥臂的两个端口上，终端连接负载。
2. 工作原理：在不同的时刻，控制开关管的通断实现源端直流电压的改变。
具体来说，当S1和S4两个开关管导通，而S2和S3开关管断开时，桥臂左下角和右上角之间的电压等于源端电压，而右下角和左上角之间的电压为0；反过来，当S2和S3导通，S1和S4断开时，桥臂右下角和左上角之间的电压等于源端电压，而左下角和右上角之间的电压为0。
通过这样的切换，可以实现直流电源变换成具有不同频率、幅值和相位的交流电源，从而实现变频调节的目的。
3. 控制策略：为了保证硬开关全桥的正常工作，需要控制开关管的通断。
通常采用PWM（脉宽调制）控制策略，根据输出电压的变化来改变开关管的通断时间，从而实现稳定的输出。
总之，硬开关全桥是一种基于开关管的电子变换器，其工作原理基于开关管的通断实现源端直流电压的改变，从而实现直流电源向交流电源的转换和变频调节。
硬开关全桥电路计算
3 电路原理3.1.1 硬开关全桥变换电路工作原理图1为硬开关全桥变换电路原理图,下面对此电路进工作过程行详细的分解；图1硬开关全桥变换电路原理图其中，Q1，Q2，Q3，Q4为IGBT或MOS，其并联的二极管和电容为其反并二极管和输出结电容。
Ls-p， Ls-s分别为变压器原副边的漏感和引线电感。
Ip为变压器原边电流，I L为流过输出电感电流， I C为流过输出电容的电流， I O为输出电流。
图2为硬开关全桥变换电路的波形图2 硬开关全桥变换电路的波形工作过程1：在t0-t1时间段内，Q1，Q4同时导通，导通时间为D*Ts，原边和副边电流的走向如红色曲线指示方向。
变压器原边绕组电压V AB为输入电压V in；原边关断开关管Q2，Q3的反向电压V CE也为输入电压V in。
副边整流二极管D5，D8导通，而D6，D7因为承受V in/K的反向电压而截止。
K为变压器原副边的匝比。
K=N P：N S输出电感L out承受正向的电压V in/K-V O，电感电流I L线性上升。
流过输出电容C out的电流I C为I L的交流分量。
此时原边电流I P形状基本和I L相同（由于变压器励磁电感较大，励磁电流很小，所以忽略其影响），只是需要考虑变压器的变比K，一般计算时建议把I L的峰值除以K折算到原边进行计算。
工作过程2：t1时刻，Q1，Q4关断，由于副边输出电感电流不能突变，所以副边负载电流对应的原边电流给Q1，Q4 的输出结电容充电（如原边红色箭头路径），使其尽快上升到V in/2，此时变压器原边绕组电压为0，然后由于原边变压器的漏感和引线电感Ls-p 的电流也不能突变，所以通过Ls-p 继续给Q1，Q4 的结电容充电，使其达到V in，此时由于Q2，Q3反并二极管的钳位导通（如原边黄色箭头路径）， Q1，Q4 的反向电压（ V CE）被钳位到输入电压V in，此时变压器原边绕组电压为-V in；然后Ls-p 和4个开关管的输出结电容谐振，最终开关管的输出结电容电压在t2时刻稳定在V in/2。
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3 电路原理3、1、1 硬开关全桥变换电路工作原理图1为硬开关全桥变换电路原理图,下面对此电路进工作过程行详细的分解;图1硬开关全桥变换电路原理图其中,Q1,Q2,Q3,Q4为IGBT或MOS,其并联的二极管与电容为其反并二极管与输出结电容。
Ls-p, Ls-s分别为变压器原副边的漏感与引线电感。
Ip为变压器原边电流,I L为流过输出电感电流, I C为流过输出电容的电流, I O为输出电流。
图2为硬开关全桥变换电路的波形图2 硬开关全桥变换电路的波形工作过程1:在t0-t1时间段内,Q1,Q4同时导通,导通时间为D*Ts,原边与副边电流的走向如红色曲线指示方向。
变压器原边绕组电压V AB为输入电压V in;原边关断开关管Q2,Q3的反向电压V CE也为输入电压V in。
副边整流二极管D5,D8导通,而D6,D7因为承受V in/K的反向电压而截止。
K为变压器原副边的匝比。
K=N P:N S输出电感L out承受正向的电压V in/K-V O,电感电流I L线性上升。
流过输出电容C out的电流I C为I L的交流分量。
此时原边电流I P形状基本与I L相同(由于变压器励磁电感较大,励磁电流很小,所以忽略其影响),只就是需要考虑变压器的变比K,一般计算时建议把I L的峰值除以K折算到原边进行计算。
工作过程2:t1时刻,Q1,Q4关断,由于副边输出电感电流不能突变,所以副边负载电流对应的原边电流给Q1,Q4 的输出结电容充电(如原边红色箭头路径),使其尽快上升到V in/2,此时变压器原边绕组电压为0,然后由于原边变压器的漏感与引线电感Ls-p 的电流也不能突变,所以通过Ls-p 继续给Q1,Q4 的结电容充电,使其达到V in,此时由于Q2,Q3反并二极管的钳位导通(如原边黄色箭头路径), Q1,Q4 的反向电压( V CE)被钳位到输入电压V in,此时变压器原边绕组电压为-V in;然后Ls-p 与4个开关管的输出结电容谐振,最终开关管的输出结电容电压在t2时刻稳定在V in/2。
变压器副边在t1时刻还就是由D5,D8导通,但就是当变压器原边绕组电压由 V in下降到0V后,再到-V in 变化过程中,D6,D7也开始导通续流,此时变压器绕组相当于短路,变压器励磁电流在副边循环,而且基本保持不变。
t1-t2时刻,由于Ls-p 的影响,原边电流I P也会有震荡尖峰,但在波形图中没有表示出来。
由以上分析可知,原边变压器的漏感与引线电感Ls-p对开关过程有较大影响,除了增加开关管的电压,电流应力尖峰,而且产生的高频震荡就是EMC的重要干扰源,所以设计时需要注意减小其感量。
有如下措施可以考虑:A、增加变压器的原副边耦合,减小变压器漏感;B、缩短变压器的引线,减小引线电感。
C、减小主开关管与变压器引线组成的高频电压,电流环路面积,降低辐射干扰能量。
工作过程3:t2-t3时间段,持续时间为(1-2D)*Ts/2:原边开关管都关断,其输出结电容电压维持V in/2不变,变压器绕组电压为0V,相当于短路。
此时原边基本无电流流动。
副边D5,D6,D7,D8二极管都续流导通,变压器励磁电流也在副边循环,而且基本保持不变。
输出电感L out承受-V O电压,电感电流I L持续下降;电流I C为I L的交流分量。
此时输出电流皆为输出L out与输出电容C out提供。
工作过程4:t3时刻,原边开关管Q2,Q3导通, Q1,Q4 的输出结电容电压从V in/2上升为V in,变压器原边绕组电压V AB为- V in,原边电流方向如红色箭头所示,与上一开关状态的电流方向相反。
t3时刻,由于变压器原边绕组电压V AB为- V in ,所以变压副边绕组电压为- V in /K,而且在t2-t3时间段内输出整流二极管D5,D6,D7,D8都续流导通,所以此时在变压器副边绕组电压- V in /K的作用下,负载电流快速从D5,D8换流到D6,D7。
副边负载电流的流向如红色箭头所示;二极管D5向D7的换流路径如绿色+蓝色箭头路径所示;二极管D8向D6的换流路径如紫色+蓝色箭头路径所示。
蓝色箭头所示路径为两对二极管换流的共用的变压器绕组路径。
在二极管换流过程中由于变压器副边的漏感与引线电感Ls-s抵制其电流变化而产生的反向电压为V Ls-s = Ls-s *dI/ dt,电压方向为左正右负,由于换流过程中电流变化斜率很大,而且二极管的反向恢复电流尖峰较大,导致V Ls-s 峰值比较高。
在t3-t4时间段内,由于二极管换流的影响,二极管D5,D8的反向截止电压峰值V rrm= V in /K+ V Ls-s ,如V DE所示为D8的反向截止电压。
由于V Ls-s 电压尖峰很高,而且Ls-s与整流二极管的结电容在反向恢复过程中会产生高频震荡,其高频震荡一般情况下为本拓扑中重要的EMI高频搔扰源,所以二极管必须加吸收电路抑制反向电压尖峰;而且图示的换流高频电压,电流环路面积需要尽量减小。
整流二极管的反向电压尖峰与几个因素相关:1、变压器副边的漏感与引线电感Ls-s;2、整流二极管的反向恢复特性(需注意一般二极管温度越高,反向恢复特性越差);3、负载电流的大小;4、最高输入电压与变压器匝比。
由于输入电压越高,负载电流越大,整流二极管的反向电压尖峰越高,所以需要测量在高压输入情况下,输出最大负载与输出短路情况下的整流二极管的反向电压尖峰就是否超标来判定器件可靠性。
在整流二极管的反向恢复过程中,在电感电流I L 与变压器原边电流Ip上会产生相应电流尖峰与震荡,在波形图中没有画出来。
由以上分析,得到如下设计注意事项:1、需要尽量减小变压器副边的漏感与引线电感Ls-s,即在设计时加强变压器原副边耦合与缩短变压器副边引线长度。
2、所采用的整流二极管的额定电压一般要高于其反向平台电压“V in /K”一倍以上,为漏感尖峰“V Ls-s ”留出足够裕量;并采用反向恢复特性较好的二极管,仔细比较其不同电流情况下,不同温度情况下的反向恢复特性参数。
3、合理设计二极管的吸收电路,保证整流二极管在任何情况下电压应力不会超出额定值,提高其可靠性。
4、尽量减小换流高频电压,电流环路面积,减小EMI骚扰能量。
工作过程5:在t4-t5时间段内,Q2,Q3同时导通,导通时间为D*Ts,原边与副边电流的走向如红色曲线指示方向。
变压器原边绕组电压V AB为反向输入电压-V in;原边关断开关管Q1,Q4的反向电压V CE为输入电压V in。
副边整流二极管D6,D7导通,而D5,D8因为承受V in/K的反向电压而截止。
K 为变压器原副边的匝比。
K=N P:N S。
输出电感L out承受正向的电压V in/K-V O,电感电流I L线性上升。
流过输出电容C out的电流I C为I L的交流分量。
此时原边电流I P形状基本与I L 相同,原边电流方向与工作过程1的电流方向相反。
工作过程6:t5时刻,Q2,Q3关断,由于副边输出电感电流不能突变,所以副边负载电流对应的原边电流给Q2,Q3 的输出结电容充电(如原边红色箭头路径),使其尽快上升到V in/2,此时变压器原边绕组电压为0,然后由于原边变压器的漏感与引线电感Ls-p 的电流也不能突变,所以通过Ls-p 继续给Q2,Q3 的结电容充电,使其达到V in,此时由于Q1,Q4反并二极管的钳位导通(如原边黄色箭头路径), Q2,Q3 的反向电压( V CE)被钳位到输入电压V in, Q1,Q4 其反向电压此时为0V;然后Ls-p 与4个开关管的输出结电容谐振,最终开关管的输出结电容电压在t2时刻稳定在V in/2。
变压器副边在t5时刻还就是由D6,D7导通,但就是当变压器原边绕组电压由 V in下降到0V后,再到-V in 变化过程中,D5,D8也开始导通续流,此时变压器绕组相当于短路,变压器励磁电流在副边循环,而且基本保持不变。
t5-t6时刻,由于Ls-p 的影响,原边电流I P也会有震荡尖峰,但在波形图中没有表示出来。
后续的工作过程为前述6个工作过程的循环,不再进一步阐述。
总结:优点:硬开关全桥变换器拓扑结构比较均衡,原边四个IGBT(2个IGBT模块)承担的电压应力,电流应力比较均衡,热应力比较分散,再考虑峰值电流控制有更高的可靠性,所以比较适合应用在大功率的DC/DC变换场合。
缺点:硬开关全桥变换器由于原边IGBT与副边整流二极管皆为硬开关,开关损耗很大,从而开关频率受限;副边整流二极管的电压应力较高,需采用吸收电路来抑制其电压尖峰。
4 功率电路元器件选型4、1 变压器选型在硬开关全桥变换器中,变压器设计就是非常重要的一环,要关注以下几个方面:1、变压器就近原副边的主功率器件放置,减小引线电感与环路面积。
2、在设计绕制工艺时注意增加原副边绕组的耦合度,减小变压器漏感;以及原副边绕组由于临近效应,趋肤效应造成的损耗。
一般的解决办法有原副边叠层绕制(三明治绕法)与平面绕组设计方法。
3、注意由于绝缘耐压要求需要保留的爬电距离。
4、注意针对其散热情况设计散热结构。
变压器设计计算1、计算匝比:需要注意的就是由于一般IGBT需要保留3us左右的死区时间,如在开关频率为20kHz情况下,最大限制占空比Dlim只能到0、44左右,再考虑硬开关全桥变换器的变换效率为90%左右,所以2Dmax要小于2Dlim10%以上,保证在任何输入电压情况下都能稳压输出,所以计算匝比的时候需要特别注意。
2、计算变压器磁芯面积积,有两点需要注意:a、需要用峰值输出功率来进行校核,如最大过载工况。
b、输出全波整流与输出全桥整流的变压器面积积公式不一样。
输出为全桥整流电路的变压器面积积公式为:输出为全桥整流的变压器面积积公式推导过程:3、选择磁芯:变压器一般采用铁氧体磁芯,其材质标号采用TDK公司的标号为 PC40/PC44 等同材质。
如采用EE160/83/40磁芯,其参数如下:3、1、磁芯各参数解析:3、2、磁芯付数选择:计算需要磁芯的付数4原副边绕组匝数副边匝数:原边匝数:5、校核最大占空比:注意的就是由于一般IGBT需要保留3us左右的死区时间,如在开关频率为20kHz情况下,最大限制占空比D lim只能到0、44左右,再考虑硬开关全桥变换器的变换效率为90%左右,所以2D max要小于2D lim 10%以上,保证在任何输入电压情况下都能稳压输出。
6校核磁通密度由于PC40型号铁氧体的饱与磁通密度(简称磁密)B S=0、39T,所以对于硬开关全桥变换器来说,其B max在留一定裕量的情况下不要超过0、2T,ΔB表征磁芯的铁损,一般不要超过0、3T。
7、计算原边绕组电感此时的励磁电流为:考虑变压器开气隙,此时的励磁电流为:(L、p_a为预设的气隙值)注意:由于变压器只能传递交流(正弦波或方波)能量,所以在我们的应用中由于动态响应或器件误差等原因造成的占空比正负半周不对称而产生的直流电流分量会落在原边的励磁电感上,如果变压器磁芯不开气隙,原边励磁电感感量会很大,承受直流电流分量的能力很差,很容易饱与。