时间间隔测量技术

时间间隔测量技术
一直接计数法
测量原理与直接计数法测量频率基本相同，区别在于测量时间间隔时，控制电子门的闸门时间等于所测的时间间隔。

内部晶振振通过倍频或分频产生时基。

在电子门打开期间，时基脉冲进入计数条进行计数。

设所计的数值为N ，所选的时期为τ0，则所测时间间隔为
ττN =（5-1）
时间间隔测量的不确定度通常用绝对误差表示。

对上式进行微分得
dN
Nd d 00τττ+=第一项是晶振频率不准造成的，第二项与测频时一样，仍然是dN =±1。

第一项如用频率准确度表示，则有
00
0τττττ±⋅
⋅=d N d 00
ττττ±⋅
=d （5-2）
其中：τ—所测时间间隔
ττd —晶振周期或晶振频率准确度
图5-1时间间隔测量的直接计数法
由±1计数引入的测量不确定度称为测量分辨力。

它等于测量仪所能选用的最小时基τ0。

一般最小的时基为10ns ，最好的也只到5ns 。

小于10ns 的间隔用其他方法测量，目前有三种游标法、内插法和A/D 变换法。

二游标法
利用长度测量中游标卡尺的原理。

在图5-1中，Δτ1和Δτ2均小于时基τ0，故测不出，此时Δτ1和Δτ2可用游标法测量。

现以Δτ1的测量为例，如图5-2所示。

图5-2游标法（1）
原来的时基τ0称为主时基，需要产生一个副时基τ1，用τ1＞τ0，但两者之差很小，即τ1-τ0≤τ0
当时间间隔起始脉冲A 到达时，触发副时基发生器，副时基信号与信号A 同步，副时基起始脉冲与随后到来的主时基脉冲间隔即为Δτ1。

随后两个时基同时运行，由τ1＞τ0，相当于副时基追赶主时基，每追过一个脉冲，两者的间隔就缩短τ1-τ0，当两者间隔为零时，一共追过了N 个脉冲，则Δτ1=N 1（τ1-τ0）。

此式可从图5-2中准确得出。

由图中可得
11101τττN N =∆+)
(0111τττ−=∆N （5-3）
Δτ2的测量略有些差异，如图5-3所示
图5-3游标法（2）
按Δτ1的测量原理，此时测得值为Δτ，即)(012τττ−=∆N 但τττ∆−=∆02故
)
(01202ττττ−−=∆N （5-4）
目前使用较普遍的美国HP5370时间间隔计数器用的就是游标法。

基本原理如图5-4所示
启动信号A 通过控制器1同时触发副时基1发生器和打开副门1，计数器1开始对时基τ1脉冲进行计数。

副时基信号与主时基信号加到符合器1上，当两者符合时，使副门1关闭，计数器1计的数为N 1。

同理，停止信号与B 通过控制器2触发副时基2和打开副门2，最后计数器2计的数为N 2。

主计数门由两个符合器的输出控制，第一符合器打开主门，第二符合器关闭主门。

主计数器计的数为N 。

设τ为欲测的时间间隔，则从图中所示关系可得：
2
01T T T −+=τ2
20011τττN N N −+=一般取21ττ=，故
1
2100)(τττN N N −+=（5-5）
此结果由运算器给出
在HP5370中，τ0=5ns ，由内部晶振频率10MHz 倍频到200MHz 后得到。

τ1由200MHz 信号通过综合得到，其关系为f 1=1/257
256
2001×=τMHz ，由此得ns i 0195.5≈τ。

由于三个计数器的闸门信号与各自输入的时基信号都是同步的，故三个计数都没有±1计数误差，误差的来源是在符合电路上，两路信号可能提前一次符合，也可能落后一次，则引入的误差为τ1-τ0=5.0195ns-5ns ≈20ps 。

这就是HP5370计
数器给出的测量时间间隔的分辨力。

图5-4游标法测时计数器
三内插法
内插法是利用电容器放电时间比充电时间大很多倍来放大微小间隔。

简单原理如图5-5所示
图5-5内插法原理
闸门时间为T ，时基为τ0，在T 时间内计数器计了N 个时基脉冲，τ1和τ2均小于τ0，需用充电法测量，现就τ1的测量方法简述如下。

计数器闸门打开的时刻（图中a 点）打开充电器，给电容器c 充电，在闸门打开之后第一个时基脉冲到达时刻（图中c 点）关闭充电器，同时打开放电器。

电容器充得的电压为V 0，对应的充电时间为t 1-t 0=τ1。

电容器上的电压放到零时为止，放电时间为112999τ=−t t ，则
1
11021000999τττ=+=−t t 最后用计数器测量12t t −，若时基仍为0τ，计的数为N i ，则可得：
1000
01ττi N =
N i 的±计数误差引入的1τ的误差为1000
1ττ=
d ，使测量分辨力提高了1000倍。

同理，可测3τ，302ττ−=T 。

在闸门时间关闭时刻。

（图中b 点），第二个电
容器开始充电，闸门关闭后到来的第一个时基脉冲（图中d 点）使充电结束，同时令第二个电容器放电，充电与放电时间比仍为1∶999，于是可计算出τ3。

内插法的关键是电容器及充放电元件要选的准确可靠，同时要有稳定的恒流源给电容器充电。

四A/D 变换法
A/D 变换即模拟数字变换器，与内插法一样，在欲测量的微小间隔内给电容器充电，然后把已充得的电压变成二进制编码的数字量，数字量跟电压成线性关系，而电压又限充电时间成线性关系，从而得出与欲测时间成线性关系的数字量，
用计算机读取数字量再计算出所对应的时间间隔。

如图5-6所示。

图5-6A/D 变换法
假设主计数器测量时用的时基为τ0，在τ0期内电容器充电到最大电压V m ，A/D 变换器输出的最大值为D m 。

则：电容器上单位电压对应的时间间隔为
m
C V t 0
τ=
D m 的最小一位对应的电压为
m
m D D V k =
由此可得A/D 输出值的个位变化，一个数值对应的时间为
m
D k 0
ττ=
上述结果必须满足这些量之间为线性关系。

而实际上，无论是电容器上的充电电压与充电时间的关系还是A/D 变换器输出与输入的关系并不能在整个量程内都保持线性关系。

故在实用时只利用线性关系的一段。

例如，美国的STANFORD 公司最近几年制造的，在我国已大量使用的SR620
时间间隔计数器用的时基，ns MHz
111.11901
0==
τ，当充电时间为0τ时，电容器
充到的电压为V m =3.33v ，A/D 变换器为12位，即输出最大值为212=4096。

电容器由0到0τ间隔内充电电压为线性，而A/D 变换器中有三分之二部分为线性。

则可算出
A/D 变换器可用的最大值为
27313
2
4096=×
=m D A/D 输出值的最小间隔为
ps ns D K m 42731
111.110≈==
ττ这就是该仪器给出的测量分辨力。

由此推出电容器上电压的最小间隔为
mv ps ps
V V m 2.141111133.340=×=×τ这就意味电容器的充电电压有1.2mV 的变化，输出就有4ps 的变化，或者说要得到稳定的时间间隔为4ps 的分辨力，电压的变化必须小于1mV ，实际上很难做到，一方面电容器是利用恒流源充电，而恒流源的稳定性达不到千分之几，另一方面仪器内又存在噪声，故仪器实测的结果（输入量为1μs ）单次测量时的变化量都在几十皮秒（ps ）上。

此外，还需指出，如前所述测量分辨力只是此种方法在理论上所能得到的最小误差，实际上还有其他误差，如触发误差，两输入通道的延迟差等，故SR620给出的最大测量误差除时基（内部晶振频率）不准引入外，只给到±1ns 。