一种SVPWM两相调制的过调制技术实现_周熙炜

! " ｍｒｅａｌ＝
１－
ξ Ｔｓ
ｍ
（８）
４ 实验与分析
编好 ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ 的主程序和子程序后输出
ＰＷＭ 控制指令，经 ７４ＬＶＸ４２４５ 进行电平转换，采用
ＴＬＰ２５０ 芯片进行功率放大，用于驱动各功率开关管
ＩＧＢＴ。采用两电平压源逆变器，在直流母线上为 ３０ Ｖ
参考文献
［１］ Ｂｉｍａｌ Ｋ Ｂｏｓｅ．Ｍｏｄｅｒｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ａｎｄ ＡＣ Ｄｒｉｖｅｓ［Ｍ］． Ｃｈｉｎａ Ｍａｃｈｉｎｅ Ｐｒｅｓｓ．２００３．
图 ６ 实验结果
由图可见，在两个过调制度下，ＰＷＭ 指令在一 周期内分别约有 １／２ 和 ３／５ 周期的时间不进行开关 动作；线电压波形在一周期内分别约有 １／４ 和 １／３ 周 期的时间输出母线电压，显著提高了电压利用率。
５结论
以 ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ 型 ＤＳＰ 为 控 制 器 ， 研 究 了 ＳＶＰＷＭ 两相调制的过调制技术的工程实现方法， 得到了该算法的 ＰＷＭ 指令波形和应用于两电平压 源逆变器的线电压波形。实验结果表明，该算法可同 时具备最小开关损耗和高电压利用率的优点，可对 基于 ＳＶＰＷＭ 方法的各种逆变器的控制策略起到优 化作用。
式Ⅱ。此时，需采用逐步增加输出矢量在各个非零基 的运算速度，１６ 路 １２ 位的 Ａ／Ｄ 转换和面向电机控
７６
一种 ＳＶＰＷＭ 两相调制的过调制技术实现
制的两个事件管理器等丰富资源，可以方便地实现 ＳＶＰＷＭ 两相调制的过调制控制，并同时实现死区 控制和补偿、软件故障封锁等功能。
图 ５ 定时器中断子程序流程图
ＵＰＷＭ 波形和逆变器输出线电压 Ｕｏ 波形。
２００５，４１（４）：１０１３－ １０１９．
############################################$
这样，由压频比曲线，可以根据期望输出相电压
的基波峰值和。并通过调节这两个时间来实现调压。
图 ３ 相电压调制仿真波形
图 ３ 中，当 Ｍ＝１，且电压矢量逆时针旋转时，由 于一个周期内每相桥臂上的功率器件有 １２０°区间 的开关不动作，使得相电压瞬时点在该区间一直处 于峰值。 ２．２ 两相调制的过调制技术［４］
第 ４２ 卷第 １ 期 ２００８ 年 １ 月
电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
一种 ＳＶＰＷＭ 两相调制的过调制技术实现
周熙炜， 刘卫国， 马瑞卿， 骆光照 （西北工业大学，陕西 西安 ７１００７２）
Ｖｏｌ．４２， Ｎｏ．１ Ｊａｎｕａｒｙ， ２００８
摘要：ＳＶＰＷＭ 两相调制方法是一类开关损耗最小的优化 ＳＶＰＷＭ 技术，在此基础上，利用一种双模式过调制技术，
可以将其调制范围扩大到 １．０，并且同时对基波电压进行一定的幅值补偿，有助于高转矩的要求。研究了基于 ＤＳＰ
ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ 算法的工程实现方法，实验结果验证了该算法的工作特性和可行性。
关键词：脉宽调制 ／ 两相调制；过调制
中图分类号： ＴＮ７８７
文献标识码： Ａ
文章编号： １０００－ １００Ｘ（２００８）０１－ ００７５－ ０３
频率进行实验，图 ６ 示出在 ０．９２，０．９７ 两种调制度
ｔｉｏｎ Ｓｔｒａｔｅｇｙ ｆｏｒ Ｆａｓｔ Ｔｏｒｑｕｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ Ｈｉｇｈ Ｓａｌｉｅｎｃｙ Ｒａ－
下，实测的 ＳＶＰＷＭ 两相调制的过调制 ＰＷＭ 指令
ｔｉｏ ＡＣ Ｍｏｔｏｒ ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，
［２］ 袁泽剑，钟彦儒，杨 耕．等．基于空间电压矢量的最小开 关损耗 ＰＷＭ 技术［Ｊ］．电力电子技术，１９９９，３３（３）：１２－ １５．
［３］ 张桂斌，徐 政．最小开关损耗 ＶＳＶＰＷＭ 技术的研究与 仿真［Ｊ］．电工技术学报，２００１，１６（２）：３４－ ４０．
低压，用较高的 １０ ｋＨｚ 开关频率，以 ３０ Ｈｚ 为输出 ［４］ Ｂｏｎ－ＨｏＢａｅ，Ｓｅｕｎｇ－ＫｉＳｕｌ． Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｏｖｅｒｍｏｄｕｌａ－
在以空间电压矢量方式运行的线性调制范围 ｍ∈
（０，" ３ π／６）内，Ｔｃ 为 １／２ 开关周期，可得到两个相 邻基本矢量的作用时间。
Ｕ＊Ｔｃ＝Ｕ１ｔａ＋Ｕ２ｔｂ＋（Ｕ０＋Ｕ７）ｔ０
（１）
图 １ 示出三相桥式逆变器的空间电压矢量。
图 １ 间电压矢量轨迹
ＳＶＰＷＭ 两相调制的基本算法是在每个扇区内 仅使用相同的一个零矢量 Ｕ０ 或 Ｕ７，图 ２ 示出其矢 量作用顺序及三相脉冲波形。广义算法是在相邻的 扇区采用不同的零矢量。零矢量的分配方案有 ３ 种： ①在奇数扇区内选用 Ｕ０，在偶数扇区内选用 Ｕ７； ②在以 Ｕ１，Ｕ３，Ｕ５ 为中心的 ６０°区间内选用 Ｕ７，而在 以 Ｕ２，Ｕ４，Ｕ６ 为中心的 ６０°区间内选用 Ｕ０；③在奇数 扇区内选用 Ｕ７，在偶数扇区内选用 Ｕ０。
Ｔａ－ ２ Ｔａ ２ Ｔｂ ２
Ｔｂ
（６）
仅使用零矢量 Ｕ７ 时的三相比较寄存器的赋值
算式为：
用提高未超界的圆弧轨迹部分的电压矢量半径来进
行补偿。当交叉角 αｒ 为零时，输出电压达到过调制 模式Ⅰ的最大值。图 ４ 示出相应调制度 ｍ 与交叉角
αｒ 的关系曲线。修改后的参考电压为：
Ｕ＊ａｍｅｎｄ＝
Ｕｄｃ
Ｖｏｌ．４２， Ｎｏ．１ Ｊａｎｕａｒｙ， ２００８
图 ３ 示出采用方案①的 ５０ Ｈｚ 相电压的调制波 本矢量位置上停留的时间，并在剩余的时间使输出
仿真波形。其调制函数为：
矢量沿正六边形移动的方法，以形成新的矢量。过
&(１
０≤θ≤ π ３
" # (
(２Ｍｃｏｓ
θ－ π ６
－１
π≤θ≤ ２π
３
３
" $ (
((２Ｍｃｏｓ ｕ＝’
θ＋ π ６
＋１
(－ １
% $ (
(２Ｍｃｏｓ (
θ－ π ６
＋１
２π ≤θ≤π ３
π≤θ≤ ４π ３
４π ≤θ≤ ５π
３
３
（２）
" $ ((２Ｍｃｏｓ
)
θ＋ π ６
－１
５π ≤θ≤２π ３
式中：Ｍ＝Ｕ! ＊／Ｕ! ＊ｍ；Ｕ! ＊ｍ 为线性调制范围内最大参考电压矢量
调制模式Ⅱ的控制需要计算保持角 αｈ。当 αｈ＝π／３ 时，就过渡到六拍阶梯波工况，其相电压峰值达到
２ ＳＶＰＷＭ 两相调制的过调制技术
２．１ ＳＶＰＷＭ 两相调制技术简介 参考电压矢量可以由相邻的两个电压矢量以及
零矢量来合成。逆变器的 ６ 脉方波输出相电压的基 波峰值Ｕ! １ｓｗ＝２Ｕｄ ／π；定义调制指数 ｍ＝Ｕ! ＊／Ｕ! １ｓｗ，其中Ｕ! ＊ 是合成参考电压矢量的幅值，即输出相电压峰值。则
Ｔ２ Ｔ４ Ｔ１ Ｔ５ Ｔ３ Ｔ６
ＴＣｏｎ
Ｔ３ Ｔ６ Ｔ２ Ｔ４ Ｔ１ Ｔ５
３．２ ＤＳＰ 实现的程序流程
图 ４ ｍ 与αｒ的关系
若继续提高参考电压矢量的幅值，则进入模
ＤＳＰ 以高性能的 ３２ 位定点 ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ 为控 制器，其片上有多达 １２８ Ｋ×１６ 位的 Ｆｌａｓｈ，１５０ＭＩＰＳ
１引言
在电力电子装置向高频化发展的趋势下，三相 电压源逆变器已经实现了在不增加硬件的情况下， 减少开关损耗的 ＳＶＰＷＭ 控制方法。该方法通过零 矢量在不同扇区不同位置上的灵活使用和分配，来 改变其相电压的调制函数，使得每相有 １２０°区间桥 臂上的功率器件不进行开关动作，从而减少了开关 次数，降低了开关损耗，被称为不连续 ＰＷＭ 或两相 调制 ＳＶＰＷＭ［１－３］。但 ＳＶＰＷＭ 两相调制法的最大输出 基波电压仍仅占方波工况的 ９０．７％。为将调制范围 由线性调制区的上限 ０．９０７ 扩展到 １．０，提高电压利 用率，在一定范围内对基波电压进行幅值补偿，增强 系统对电网电压变化的适应性并满足某些高转矩的 要求，可通过过调制的方法加以实现。在此利用 ＤＳＰ ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２ 控制器，讨论了一种 ＳＶＰＷＭ 两 相调制的双模式过调制技术的实现方法，给出了该 算法的 ＰＷＭ 指令和相关的输出线电压实验波形。
当参考电压矢量的轨迹在基本矢量六边形上
时，相邻基本矢量的作用时间应为：
" $ &
( ｔａ＝
*
３
ｃｏｓα－ ｓｉｎαｍｓｉｎ
’ * ３ ｃｏｓα＋ｓｉｎα
π３ － α Ｔｃ
(
)ｔｂ＝Ｔｃ－ ｔａ
（５）
由图 ２ 可得仅使用零矢量 Ｕ０ 时的三相比较寄
存器的赋值算式为：
&(Ｔ１＝ Ｔｓ－ ( ’Ｔ２＝Ｔ１＋ ( )(Ｔ３＝Ｔ２＋
定稿日期： ２００７－ １０－ １０ 作 者 简 介 ： 周 熙 炜 （ １９７５－ ） ， 男 ， 陕 西 西 安 人 ， 博 士 生 ， 研
究方向为电力电子与交流电动机控制技术。
图 ２ 基本算法的三相脉冲波形
７５
第 ４２ 卷第 １ 期 ２００８ 年 １ 月
电力电子技术 Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
最大值 ２Ｕｄ ／π。
３ 基于 ＤＳＰ 的实现方法
３．１ 主要算式
参考电压矢量的轨迹在基本矢量六边形的边界
内时，由式（１）可推出：
" $ &
((ｔａ＝
Ｕａ Ｕ１
Ｔｃ＝
２
*３ π
ｍｓｉｎ
π３ － α Ｔｃ
’ ((ｔｂ＝
Ｕｂ Ｕ２
Ｔｃ＝
２
*３ π
ｍｓｉｎαＴｃ
)ｔ０＝Ｔｃ－ ｔａ－ ｔｂ
（４）
式中：α为扇区内的参考电压矢量与起始基本矢量的夹角
在式（２）中，若 ｍ＞* ３ π／６，即 ｍ＞０．９０７，则Ｕ! ＊＞Ｕ! ＊ｍ， Ｍ＞１，则 ＳＶＰＷＭ 的两相调制进入其非线形过调制 状态。过调制区域可划为两个模式，在 ０．９０７＜ｍ＜０．９５２ 时，为模式Ⅰ；在 ０．９５２＜ｍ＜１．０ 时，为模式Ⅱ。