LT1952-可以实现最佳同步整流的正激电路控制

LT1952—可以实现最佳同步整流的正激电路控制LT1952是一个电流型可将同步整流实现最佳化控制的简单的正激变换拓扑。

初级仅用一颗MOS。

LT1952即可实现从25W到500W的电源供给。

且有非常高的效率和可靠性。

低的复杂性和低成本利于小空间应用。

LT1952的关键特性包括自动最大占空比箝制。

二次侧最佳同步整流控制，精密100mV的低过流检测保护阈值。

在低应力的短路保护控制下的触发软起动。

LT1952的各种关键功能示于图1。

图1 LT1952内部方框等效电路启动部分在正常条件下，SD-V SEC端必须超过1.32V，V IN端必须超过14.25V时才允许IC开启。

两者联合使2.5V基准建立以供给LT1952的控制电路。

并提供2.5mA 的外部驱动，SD-V SEC的阈值可以用于外部调节系统输入电压的欠压锁定阈值。

UVLO的窗口阈值也可以由SD-V SEC端调节。

启动前它给出11μA电流。

启动后变为0μA。

时序图如图2。

图2 LT1952 工作时序随着LT1952开启。

V IN端会降到8.75V以上，若低于此值。

IC则关断，V IN 的窗口电压5.5V有很低的460μA启动输入电流。

接一支电阻和一个电容网络到供电端V IN，V IN电容值的选择原则为防止其电压在辅助绕组供给V IN端电流之前降到8.75V以下。

输出驱动LT1952有两个输出端子，SOUT和OUT。

OUT端提供±1A峰值的MOS栅驱动能力，电压箝制在13V以下。

SOUT端提供±50mA的12V以下的峰值驱动。

用以给二次侧的同步整流控制提供合适的信号。

对于SOUT和OUT的供出。

PWM 的锁定设置在每个主振周期的开始。

输出信号的给出比同步输出信号有一点延迟时间为T delay。

（图2）T delay 的调整由DELAY端至地接一电阻来完成。

调此时间达到二次同步整流的最佳化。

SOUT及OUT关断在每个周期内同时完成，完成方法有三：㈠MOSFET峰值电流在I SENSE端起出。

㈡自适应最大占空比的箝制在负载及输入电压条件下达标。

㈢最大占空比复位，PWM锁住。

在以下任何条件下，低V IN，低SD-V SEC或OC端过流检测出，这时重新的软起动锁住两输出，令其关断。

前沿消隐为防止MOS开关噪声导致的SOUT及OUT过早关断，需调节前沿消隐，这意味着电流检测比较器及过流比较器的输出在MOS开启时要消隐掉，在OUT 的前沿之后也要消隐一小段时间，（图6）所要消隐的时间可由调节BLANK到地的电阻值来完成。

自适应最大占空比调制对于正激变换器要用最简化的单一MOSFET的拓扑完成。

因此最大占空比箝制适应变压器的输入电压才可以可靠地控制功率MOS，该伏、秒箝制提供给变压器复位一个安全保障。

防止变压器饱合而不能复位。

连续的负载变化会导致变换器加大占空比。

如果占空比太大，变压器的复位电压会超出初级侧MOS的耐压限度，导致灾难性损坏。

许多变换器解决此问题的方法是采用限制MOSFET 的最大占空比为50%的方法来解决，或采用另一固定的最大占空比来解决。

这会导致MOSFET非常大的反压。

LT1952提供了一个伏秒箝制法解决，使MOSFET 的最大占空比可以超过50%，这样对同样MOS变压器及整流器可以给出更大的功率。

而体积却可以缩下来。

此外，伏秒箝制还容许降低MOSFET的承受电压，这样MOSFET的R DS ON就比较小，效率就提高了，伏秒箝制定义了最大占空比的保障轨，在系统输入电压增加时，它会降落下来。

LT1952的SD-V SEC和SS-MAXDC端提供一个无电容的调整伏秒箝制解决方案。

一些控制器有伏秒箝制控制开关的最大占空比是采用外接电容调整开关的最大导通时间，这种技术有一个伏秒箝制的不准确性。

它与外面大的偏差电容及其漂移有关与内部振荡器的漂移也有关，而LT1952只用一支来执行伏秒箝制而不必用精确的外部电容也与振荡器的幅度及频率变化也无关。

在SD-V SEC端上电压的增加会使最大占空比的箝制减少。

如果SD-V SEC采用由变压器输入电压处经过电阻分压后供给。

则一个伏秒箝制就完成了。

为调节初始最大占空比的箝制，SS-MAXDC端电压用一分压器从2.5V V REF处到地取得，SS-MAXDC端上的电压增加时，提供的最大占空比箝制也增加。

软起动LT1952提供真实的PWM的软起动系用SS-MAXDC端去控制软启动时间。

SS-MAXDC端给出一个斜波电压输出，直到开关占空比箝制无间隙满足变换器的自然占空比。

无论是V IN太低，还是SD-V SEC太低（UVLO）或OC端超过100MV过流阈值，都会触发一个软起动过程。

无论如何，只要一个软起动过程触发，则在SOUT 及OUT端都会立即停止输出。

SS-MAXDC端放电仅是相对充电而言。

当其电压降到0.45V的复位阈值以下时，所有故障都会移去。

增加SS-MAXDC端上的电压到0.8V以上时将会增加最大占空比。

在SS-MAXDC端到地接一只电容与电阻从基准的分压器接在一起，即可以确定出软起动的时间。

电流型拓扑I SENSE PINLT1952电流型拓扑容易满足频率补偿的需要，由于输出电感没有造成调整环中的相位延迟。

这种电流型技术意味着误差放大器（非隔离）或光耦（隔离）是去命令电流（而不是电压）传送到输出端。

这使频率补偿很容易，并提供了快速的环路的瞬态响应到负载。

在产生输出电压处用一个电阻分压器接至LT1952的误差放大器的反相输入端FB。

（或一个外部光耦的输入端）与内部精密基准比较，（1.23V）误差放大器输出（COMP）决定了电流检测比较器的输入阈值。

COMP电压在0.8V~2.5V 之间，由此定出最大I SENSE阈值从0mV~220mV。

连接I SENSE到与外接功率MOS 源极相接的检测电阻，其峰值电流的触发点（关断点）可以由COMP电平控制。

输出负载电流增加会导致输出电压下降，这导致COMP电压上升，增加I SENSE 阈值，增加了送到输出的电流，对隔离式应用，误差放大器的COMP输出可以禁止，以便由光耦执行控制，设置FB=V REF既禁止了误差放大器的输出，又减少了端子电流到（COMP-0.7）/40K。

斜波补偿电流型实现斜波补偿的需要。

是要加一个电流检测环以防止斜波振荡，因为它会出现在占空比大于50%的时候。

就像多数电流型变换器都有斜波补偿一样。

它将其固定在内部放置一个恒定电感值和恒定工作频率。

LT1952有一个外部斜波补偿，内与I SENSE端串联的外部电阻调节斜波补偿。

LT1952有一个线性斜率的补偿斜波，它从I SENSE端源出大约8μA的电流于零占空比。

源出35μA电流于80%占空比。

过流检测及软起动给LT1952的一个附加特色是预置100mV的检测阈值放在OC端，用于检测变换器的过流条件。

并设置软起动锁存。

OC端直接接到初级侧功率MOSFET 的源极监视MOSFET上的峰值电流。

100mV阈值是恒定的，覆盖整个工作周期范围，它能不受斜波补偿的影响地加到I SENSE端。

外同步外同步端允许LT1952的振荡器被一个外时钟同步。

SYNC端可以从一个逻辑电平处引入信号来驱动。

它不能低于0.8V，高于2.2V。

占空比要在10%~90%之间。

为防止同步期间斜波补偿的损耗。

自由振荡的频率F OSC调到外时钟频率F SYNC的80%，R STOPE电阻对非隔离工作选为1.25*（F SYNC/F OSC）倍。

应用信息关断及调节欠压锁定LT1952有一个精密的1.32V关断阈值放于SD-VSEC端，此阈值可以用其接在系统输入电压的欠压锁定阈值锁定的电阻分压器处。

（见图3），此端电流（在导通前为11μA，导通后为0μA），窗口允许UVLO的窗口可调。

计算ON/OFF 阈值可按下式：V S OFF T = 1.32 [1+（R1 / R2）]V S ONT = S V IN OFF +（11μA*R1）图3 调节UVLO用一个漏极开路的晶体管接在SD-VSEC端的电阻分压网络以控制LT1952的关断。

SD-VSEC端不必开路。

因为必须有一个>11μA的外部源出电流令其产生出1.32V阈值电压以使其能工作。

微功耗启动：启动电阻及电容的选择LT1952使用的开启电压阈值在V IN端有很低的启动电流。

才能做到微功耗启动。

（图4）LT1952监视V IN端电压使IC在14.25V时启动，而在低于8.75V时关断。

低的启动电流（460μA）容许一支大电阻接到系统的输入电源和IC的V IN端之间。

一旦IC启动，输入电流增加到驱动IC时为4.5mA。

输出驱动的I DRIVE。

一个足够大的电容接在V IN端到地，防止V IN端电压在辅助绕组供电之前降到8.5V以下。

该技术容许用一支电阻一支电容完成启动。

图4 微功耗启动减少了从系统电源送到变换器的功率。

R START和C START的值按下式计算：R START（MAX）= [V S（MIN）- V IN ON（MAX）] / I START（MAX）C START（MIN）= [I Q（MAX）+ I DRIVE（MAX）]*T SRART / V IN HYST（MIN）例如：对系统输入电压超过LT1952 V IN端的绝对最大值的，应外接一齐纳管从V IN 到GND给予保护。

这含盖了V IN充电充过V INON的条件。

但没启动，因此时SD-VSEC < 1.32V端的电压范围。

所以齐纳管电压应该是V IN（ON）<V Z<25V。

调节振荡频率LT1952的振荡频率使用外电阻R OSC调节。

它接在R OSC与GND之间。

图5示出典型的F OSC与R OSC的关系。

LT1952自由振荡的频率范围可以从100KHz 调到500KHz。

图5 振荡频率曲线在R OSC上的杂散电容和潜在噪声要减至最小。

R OSC尽可能地靠近R OSC端来连接。

R OSC接地一侧要直接接到模拟地端。

R OSC由下式计算：R OSC=9.125K [（4100K / F OSC）-1]调节前沿消隐时间对于PWM控制器驱动外部功率MOSFET噪声会在栅压上升时间和其后一点时间内产生于MOSFET的源极。

此噪声可能会超过OC和I SENSE端阈值以导致SOUT和OUT的提早关断。

此外会虚假地引起新的软起动。

LT1952提供一个可调节的OC及I SENSE比较器输出的前沿消隐。

以防止错误的MOS开关期间的电流检测。

图6 调节前沿消隐两相消隐给出（图6），第一相在栅压上升时间自动隐去。

栅压上升时间会变化，它取决于MOS类型，基于这个理由。

LT1952由自动消隐OC和I SENSE比较器输出来执行前沿消隐，直到OUT上升到V IN电压的0.5V以内。