基于某ADS地微带线带通滤波器设计

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基于ADS的Ku波段微带滤波器的设计

１５．９～１６．１ＧＨｚ，带内波纹为０．５ｄＢ，带内插损小于ｉｄＢ。使用
ＩＺ０。ｌ＝Ｚｏ［１一Ｚｏｌ＋（ＺｏＪ，１）］
接下来我们使用ＡＤＳ中的ＬａｙＯｕｔ电路
版图设计功能，对平行耦合微带滤波器进行版图的设计并投板加工。最终我们对加工好的滤
１Ｚｏ ¨ ＝Ｚｏ［１＋ＺｏＪｉ１＋（ＺｏＬ】（１・１）
１Ｊ一１１ｒＢＷ
ＡＤＳ２００８微波仿真软件对其进行了仿真与优化，优化完毕制成版图并加工ＰＣＢ，再使用安捷伦矢量网
求如下：中心频率＝１６ＧＨｚ，通带范围为
１５．９～１６．１ＧＨｚ，带内波纹为０．５ｄＢ，驻波比＜１．５，在＝１６．５ＧＨｚ以及ｃｏ＝１５．５ＧＨｚ时，
波仿真软件进行了原理图仿真与ｅｐ，Ｊ，板制作，
最终制成实物并完成测试。测试结果显示滤波器具有良好的通带插损与阻带抑制，能够用于Ｋｕ波段通信设备中。本文对滤波器的设计过程进行了详细的阐述，为以后相近频率或相似
插入损耗，＞３０ｄＢ。要满足指标要求，根据滤
６的波纹系数分量、杂散信号的作用，并直接决定了混频输波器低通原型理论，应选择Ｎ＝
带入式（１．１），可计算出滤波器的奇模与偶
模特性阻抗值。

一种基于ADS优化的微带带通滤波器设计及实现

ｐｈａｓｅ／ｄｅｇ
Ｍａｇ／ｄＢ
计。究其原因，根据切比雪夫滤波器设计原理，对本次设计结构的微带滤波器，六节耦合线已经能够提供足够的阻带衰减，使得阻带衰减值相对固定，而通带可能已接近可发挥性能的极限，使得其提升不易实现。
在得到较好的全局优化设计以后，需要依据优化设计结果绘制加工版图、制作以及器件实物的参数测试。在绘制加工版图时，受加工工艺的限制，微带线的具体尺寸需要手动调整到精度０．０１ｍｍ，并考虑到加工电路板时的侧向腐蚀问题，微带线的宽度和长度需要适当增加。因此，采用“见数进一”的方法来取值，如９．４２１ｍｍ取为９．４３ｍｍ，也给电路板的调试留下余量。当然，取值完毕后也需要版图仿真，确定精度的调整是否对最终结果有较大的影响。
０引言微波滤波器在微波中继通信、卫星通信、雷达技
术、电子对抗及微波测量仪器中都有广泛的应用。近年来，微波电路计算机辅助设计软件的应用越来越广泛，Ａｇｉｌｅｎｔ公司的高级设计系统（ＡｄｖａｎｃｅｄＤｅｓｉｇｎＳｙｓｔｅｍ— ——ＡＤＳ）软件就是其中的佼佼者，它也是国内各大学和研究所在微波电路和通信系统仿真方面使用最多的软件之一。本文利用ＡＤＳ软件对微带带通滤波器进行优化设计，节省了设计时间，提高了设计精度和设计效率。１基于ＡＤＳ优化的微带带通滤波器设计１．１微带带通滤波器的设计指标
－３２－
总第４４卷第４９８期２００７年第６期
电测与仪表ＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＭｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ＆Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔａｔｉｏｎ
Ｖｏｌ．４４Ｎｏ．４９８Ｊｕｎ．２００７

基于ADS的平行耦合微带线带通滤波器的设计

基于ADS的平行耦合微带线带通滤波器的设计摘要：本文介绍了平行耦合微带线带通滤波器的电路结构，阐述了设计带通滤波器的方法，最后给出了相对带宽为10%的滤波器设计的实例及仿真分析结果，证明了该方法的可行性和便捷性。

关键词: ADS; 微带线；带通滤波器；优化0 引言微带滤波器具有小型化、高性能、低成本等优点，在射频电路系统设计中得到广泛的应用。

其主要技术指标包括传输特性的插入损耗及回波损耗，通带内的相移与群时延，寄生通带等参数。

传统的设计方法是通过经验公式和查表来求得相关参数，方法繁琐且精度不高。

近年来，随着射频CAD软件的不断发展，微带滤波器的设计也进入了一个全新的阶段。

借助CAD软件可以避开复杂的理论计算，进一步精确和调整设计参数，确保设计出的滤波器特性符合技术要求。

本文通过ADS软件对平行耦合微带线带通滤波器进行优化仿真设计，证明了该方法的可行性和便捷性。

1微带带通滤波器的理论设计方法1.1 微带带通滤波器主要指标和基本设计思想微带滤波器的主要技术指标包括以下几个:(1) 通带边界频率与通带内衰减、起伏, 以及阻带边界频率与阻带衰减;(2) 通带的输入电压驻波比;(3) 通带内的相移与群时延;(4) 寄生通带, 它是由于分布参数传输线的周期性频率特性引起的, 即离设计通带一定处又产生了通带。

微波带通滤波器应用广泛, 结构多样, 但以微带线实现带通滤波器的结构种类有限, 为此,本文以平行耦合微带线为例来设计微带带通滤波器。

由于单个带通滤波器单元不能提供良好的滤波响应及陡峭的通带- 阻带过渡, 而通过级连基本的带通滤波器单元则可以得到高性能的滤波效果。

图1所示是一种多节耦合微带线带通滤波器的结构示意图, 这种结构不要求对地连接, 因而结构简单, 易于实现, 这是一种应用广泛的滤波器。

整个电路可以印制在很薄(小于1mm) 的介质基片上; 其纵向尺寸虽和工作波长可以比拟, 但采用高介电常数的介质基片则可使线上的波长比自由空间缩小几倍; 此外, 整个微带电路元件共用一个接地板, 且只需由导体带条构成电路图形, 因而结构大为紧凑, 大大减小了其体积和重量。

基于ADS的微带线带通滤波器设计

基于ADS的微带线带通滤波器设计摘要：该文章讨论的是基于ADS软件的平行耦合微带线带通滤波器的设计过程。

利用集总参数低通原型滤波器经过一系列转化可以得到微带线带通滤波器的特性，运用传输线原理和导纳变换公式获得带通滤波器的相关参数，并借助功能强大的ADS软件对微带线带通滤波器的原理图和版图进行设计制作。

该软件只需要输入相应的原始数据，便可方便得到频率响应等相关特性。

我们也可以借助ADS软件对其进行优化仿真，以得到更加优质的带通滤波器。

关键词：带通滤波器；微带线；传输线；ADS1.引言随着近年来无线通信技术的迅猛发展，微波滤波器已经成为作为辨别分离有用和无用资源的重要部件，并大量使用于通信系统领域，其性能的优越直接影响整个通信系统的质量。

现代通信对微波滤波器的整体要求越来越高，以求得到更加微小化、轻量化、集成化的高性能低成本的滤波器。

本文设计运用微带滤波器印刷电路的方法，可以满足尺寸小、成本低且性能稳定的要求，被广泛运用于无线通信系统中。

目前在无线通信系统领域中，微波滤波器的种类日益增多，性能和设计方法各有差异。

但总体来看，微波滤波器的设计大都采用从集总参数的低通原型滤波器出发经过一系列变换得到的。

本章讨论的是平行耦合微带线带通滤波器的设计，它同样是基于集总参数低通原型滤波器出发，经过等效变换可以得到与带通滤波器相应的低通原型模型，再经过阻抗倒置变换或导纳变换便可以得到相应的带通滤波器的设计模型及相关参数。

本文首先介绍微带线带通滤波器的设计原理，然后根据基本原理推导出滤波器的相关参数，再运用ADS软件进行制作、优化和仿真，最后将完整的设计图纸和相关参数拿到工厂加工制成成品。

为了验证该微带线带通滤波器的设计和仿真的正确性，本文采用网络分析仪对该滤波器进行了相关测试，测试结果和仿真效果相吻合。

2.微带线带通滤波器的设计原理及设计过程根据滤波器综合理论，低通原型滤波器是设计其他滤波器的基础。

本文设计的带通滤波器同样是在低通原型滤波器的基础上经过变换得到的。

基于ADS的平行耦合微带带通滤波器的优化设计

ｈｏｗｏｕｓＤＳｏｔａｒｔｅＡｓｆｗｅｑｕｉｋｌａｃｙｎｄｆｅｉｌｍｉｒｔｉｆｌｅｒｄｅｉｏｃｓｅｆｃｔｖｅｙｃｏｓｒｐｉｔｓｇｎｐｒｅｓ；Ｄｅｓｇｎｐｔｍｉａｔｏｎｉｏｉｚｉｏｆｐａｒａｍｅｅｒｔｓ
ｉｐｒｖｅｔｃａｙｄｔｂｉｉｙｈｅｄｅｃｍｏｈｅａｃｕｒｃａｎｓａｌｔｏｆｔｖｉｅ．Ｔｈｅｍｅｈｏｄｏｆｔａｔｃｎｇｉｔｈｅｐｒｃｉａｌｅｎｅｅｉｒｎｇｓｇｎｏｉｒｔｉｆｌｅｓｈａｄｅｉｆｍｃｏｓｒｐｔｒｖｅｉ
ｍｅｈｉｈｈｅｔａｄｉｉｎａｌｄｅｉｅｈｏｎｏｔｏｎｌｃｉｔｏｄｗｔｔｒｔｏｓｇｎｍｔｄ，ｙａｎｓｇｎｉｃｎｔｙｅｄｉｆａｌｒｕｃｅｔｏｋｌｈｅｗｒｏａｄ，ｓｈｏｒｅｈｅｄｅｉｔｎｔｓｇｎｙｃｅ，ａａｎｃｌｎｄｃ
的设计流程。
微波滤波器是微波系统中用于控制频率响应特性的二
端口网络，其通带内对信号表现为传输特性，而在其阻带在
内表现为衰减特性。在微波电路系统中．滤波器的性能对电
ＡＤＳ－ｓｄＯｐｔｍｉｅｅｉｂａｅｉｚｄＤｓｇｎｒｌｅｕｐｌｄｉｒｔｉｏｆＰａａｌｌＣｏｅＭｃｏｓｒｐ
Ｌｉａ．ｎｅＢｎｄ．ｐａｓｌｅｓＦｉｔｒ

基于ADS的集总参数带通滤波器的优化设计

基于ADS的集总参数带通滤波器的优化设计作者：杨柱朱倩倩艾治余王攀赵小平来源：《山东工业技术》2014年第14期摘要：滤波器在通信系统中应用较为广泛，利用滤波器的选频作用，可以滤除通信中的干扰噪声或测试中进行频谱分析。

本文利用ADS软件设计一款带通滤波器，并对其进行优化和瞬态仿真分析。

经过分析得出，在满足其他各项设计指标要求的前提下，优化后的滤波器选频特性得到明显提高。

关键词：带通滤波器；ADS；优化仿真；瞬时仿真1引言在现代通信系统中，滤波器的应用领域很广泛，如电视频道信号的选取，多音响装置的频谱分析器等，滤波器作为无线通信应用领域的一个重要器件，其性能指标往往直接影响到整个通信系统的优劣，伴随着移动通信、雷达、卫星通信等各通信系统的增多，电磁环境逐渐异常复杂化，从而使得通信系统中频带资源愈发短缺，导致频率间隔变得越发密集。

怎样无失真的从逐渐短缺的频带资源内获取所需的信号并抑制其他无用或有害的信号，为滤波器的设计提出了苛刻的要求。

虽然各滤波器在电子器件和技术的飞速发展的推动下层出不穷，但怎样制造小体积低成本易加工量产并满足指标要求的滤波器渐渐成为工程应用中的核心问题，集总参数滤波器以其自身优势作为首选应用在通信系统和设备中。

集总参数是指当实际电路的尺寸远小于电路工作时电磁波的波长时，可以把元件的作用集总在一起，用一个或有限个理想R、L、C元件来加以描述的电路参数。

集总参数带通滤波器是指由集总参数元件构建的滤波器，其特性由构建此带通滤波器的集总参数元件值来确定。

本文阐述了利用ADS（ Advanced Design System ）软件设计带通滤波器的方法、流程以及仿真过程，结合带通滤波器的一般原理和最小二乘误差法，以期寻找一种更为通用的、频带高度利用和相邻信道低干扰的带通滤波器的设计方案，同时给出其仿真结果。

2 工作原理带通滤波器[5]是指能通过某一频率范围内的频率分量、但将其他范围的频率分量衰减到极低水平的滤波器。

ADS报告_总结_微带带通滤波器的设计8

ADS报告_总结_微带带通滤波器的设计8
微波电路与系统仿真实验报告
姓名：学号：院系：
一、实验名称：微带带通滤波器的设计
二、实验技术指标：
1.建立仿真原理图
2.仿真结果
三、报告日期：2012年10月27日
四、报告页数：共 3 页
五、报告内容：
1.电路原理图
设计指标：通带频率范围：1.9~2GHz；通带内衰减：<2dB，起伏<1dB；阻带衰减：1.7G 以下以及2.2GHz以上衰减：>40dB；端口反射系数：<-8dB。

（原始设计指标：通带频率范围：3.0-3.1GHz；通带内衰减：<2dB，起伏<1dB；阻带衰减：2.8G以下以及3.3GHz以上衰减：>40dB；端口反射系数：<-20dB。

）
电路原理图为：
2.电路图
计算出微带线尺寸后，绘制的电路图为：
3.仿真结果（可用图形或数据显示）
4.布局图
由ADS生成的版图为：
5.优化方法和优化目标
优化方法优化目标为：
6.优化之后的电路图和仿真结果
优化之后的电路图为：
优化之后的仿真结果为：
六、仿真结果分析
由仿真结果可知在优化前，通带内衰减大于2dB，起伏也大于1dB；阻带衰减：1.7G 以下以及2.2GHz以上衰减也不是很理想，没有达到设计的要求。

经过优化后，在通带频率范围：1.9~2GHz，通带内衰减小于2dB，起伏小于1dB；阻带衰减：1.7G以下以及2.2GHz以上衰减大于40dB，端口反射系数小于-8dB，基本上满足了设计的要求。

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基于ADS的平行耦合微带线带通滤波器的设计

基于ADS的平⾏耦合微带线带通滤波器的设计基于ADS的平⾏耦合微带线带通滤波器的设计摘要：本⽂介绍了平⾏耦合微带线带通滤波器的电路结构，阐述了设计带通滤波器的⽅法，最后给出了相对带宽为10%的滤波器设计的实例及仿真分析结果，证明了该⽅法的可⾏性和便捷性。

关键词: ADS; 微带线；带通滤波器；优化0 引⾔微带滤波器具有⼩型化、⾼性能、低成本等优点，在射频电路系统设计中得到⼴泛的应⽤。

其主要技术指标包括传输特性的插⼊损耗及回波损耗，通带内的相移与群时延，寄⽣通带等参数。

传统的设计⽅法是通过经验公式和查表来求得相关参数，⽅法繁琐且精度不⾼。

近年来，随着射频CAD软件的不断发展，微带滤波器的设计也进⼊了⼀个全新的阶段。

借助CAD软件可以避开复杂的理论计算，进⼀步精确和调整设计参数，确保设计出的滤波器特性符合技术要求。

本⽂通过ADS软件对平⾏耦合微带线带通滤波器进⾏优化仿真设计，证明了该⽅法的可⾏性和便捷性。

1微带带通滤波器的理论设计⽅法1.1 微带带通滤波器主要指标和基本设计思想微带滤波器的主要技术指标包括以下⼏个:(1) 通带边界频率与通带内衰减、起伏, 以及阻带边界频率与阻带衰减;(2) 通带的输⼊电压驻波⽐;(3) 通带内的相移与群时延;(4) 寄⽣通带, 它是由于分布参数传输线的周期性频率特性引起的, 即离设计通带⼀定处⼜产⽣了通带。

微波带通滤波器应⽤⼴泛, 结构多样, 但以微带线实现带通滤波器的结构种类有限, 为此,本⽂以平⾏耦合微带线为例来设计微带带通滤波器。

由于单个带通滤波器单元不能提供良好的滤波响应及陡峭的通带- 阻带过渡, ⽽通过级连基本的带通滤波器单元则可以得到⾼性能的滤波效果。

图1所⽰是⼀种多节耦合微带线带通滤波器的结构⽰意图, 这种结构不要求对地连接, 因⽽结构简单, 易于实现, 这是⼀种应⽤⼴泛的滤波器。

整个电路可以印制在很薄(⼩于1mm) 的介质基⽚上;其纵向尺⼨虽和⼯作波长可以⽐拟, 但采⽤⾼介电常数的介质基⽚则可使线上的波长⽐⾃由空间缩⼩⼏倍; 此外, 整个微带电路元件共⽤⼀个接地板, 且只需由导体带条构成电路图形, 因⽽结构⼤为紧凑, ⼤⼤减⼩了其体积和重量。

基于ADS的平行耦合微带线带通滤波器的设计及优化

基于ADS的平行耦合微带线带通滤波器的设计及优化滤波器是用来分离不同频率信号的一种器件。

它的主要作用是抑制不需要的信号，使其不能通过滤波器，只让需要的信号通过。

在微波电路系统中，滤波器的性能对电路的性能指标有很大的影响，因此如何设计出一个具有高性能的滤波器，对设计微波电路系统具有很重要的意义。

微带电路具有体积小，重量轻、频带宽等诸多优点，近年来在微波电路系统应用广泛，其中用微带做滤波器是其主要应用之一。

平行耦合微带线带通滤波器在微波集成电路中是被广为应用的带通滤波器。

1 基本原理当两个无屏蔽的传输线紧靠一起时，由于传输线之间电磁场的相互作用，在传输线之间会有功率耦合，这种传输线称之为耦合传输线。

根据传输线理论，每条单独的微带线都等价为小段串联电感和小段并联电容。

每条微带线的特性阻抗为Z 0，相互耦合的部分长度为L，微带线的宽度为W，微带线之间的距离为S，偶模特性阻抗为Z e，奇模特性阻抗为Z0。

单个微带线单元虽然具有滤波特性，但其不能提供陡峭的通带到阻带的过渡。

如果将多个单元级联，级联后的网络可以具有良好的滤波特性。

图1 5级耦合微带线带通滤波器2 设计步骤2. 1 设计低通原型根据带通滤波器的一系列参数通过频率变换和查表选择低通原型滤波器的归一化原型参量。

用ω1 和ω2 表示带通滤波器的下边界和上边界，ω0表示中心频率。

将带通滤波器变换为低通原型。

归一化带宽：查表得到归一化设计参数g1， g2. . . gN gN + 1。

2. 2 计算各节偶模和奇模的特性阻抗设计用g1， g2. . . gN gN + 1和BW 确定带通滤波器电路中的设计参数耦合传输线的奇模和偶模的特性阻抗:2. 3 计算微带线的几何尺寸根据微带线的偶模和奇模阻抗，按照给定的微带线路板的参数，使用ADS 中的微带线计算器L ineC alc计算得到微带线的几何尺寸W， S， L。

基于ADS的微带线带通滤波器的设计与优化

基于ADS的微带线带通滤波器的设计与优化
杨振国;王勇;樊高有;陈文昌
【期刊名称】《微型机与应用》
【年(卷),期】2016(35)17
【摘要】利用ADS(Advanced Design System)设计平行耦合微带线带通滤波器,为了缩短设计周期,提高微带线带通滤波器的性能,采用ADS中的无源电路设计向导工具,设计出了一种中心频率为3.0 GHz、带宽为60 MHz的平行耦合微带线带通滤波器.参数优化后进行电路版图仿真.仿真结果表明,该设计设计周期较短、方法切实可行,设计出的带通滤波器满足各项指标要求.
【总页数】5页(P87-90,96)
【作者】杨振国;王勇;樊高有;陈文昌
【作者单位】四川大学电子信息学院,四川成都610065;四川大学电子信息学院,四川成都610065;四川大学电子信息学院,四川成都610065;四川大学电子信息学院,四川成都610065
【正文语种】中文
【中图分类】TP713
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佳
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基于ADS的平行耦合微带线带通滤波器的设计

关键词: ADS; 微带线；带通滤波器；优化0 引言微带滤波器具有小型化、高性能、低成本等优点，在射频电路系统设计中得到广泛的应用。

其主要技术指标包括传输特性的插入损耗及回波损耗，通带内的相移与群时延，寄生通带等参数。

传统的设计方法是通过经验公式和查表来求得相关参数，方法繁琐且精度不高。

近年来，随着射频CAD软件的不断发展，微带滤波器的设计也进入了一个全新的阶段。

借助CAD软件可以避开复杂的理论计算，进一步精确和调整设计参数，确保设计出的滤波器特性符合技术要求。

本文通过ADS软件对平行耦合微带线带通滤波器进行优化仿真设计，证明了该方法的可行性和便捷性。

微波带通滤波器应用广泛, 结构多样, 但以微带线实现带通滤波器的结构种类有限, 为此,本文以平行耦合微带线为例来设计微带带通滤波器。

由于单个带通滤波器单元不能提供良好的滤波响应及陡峭的通带- 阻带过渡, 而通过级连基本的带通滤波器单元则可以得到高性能的滤波效果。

图1所示是一种多节耦合微带线带通滤波器的结构示意图, 这种结构不要求对地连接, 因而结构简单, 易于实现, 这是一种应用广泛的滤波器。

微带线带通滤波器ADS设计方案

个人收集整理仅供参考学习应用 ADS 设计微带线带通滤波器1、微带带通微带线地基本知识微波带通滤波器是应用广泛、结构类型繁多地微波滤波器 ,但适合微带结构地带通滤波器结构就不是那么多了 ,这是由于微带线本身地局限性 ,因为微带结构是个平面电路 ,中心导带必须制作在一个平面基片上 ,这样所有地具有串联短截线地滤波器都不能用微带结构来实现；其次在微带结构中短路端不易实现和精确控制,因而所有具有短路短截线和谐振器地滤波器也不太适合于微带结构 .b5E2RGbCAP微带线带通滤波器地电路结构地主要形式有5种：1、电容间隙耦合滤波器带宽较窄 , 在微波低端上显得太长 , 不够紧凑 , 在2GHz以上有辐射损耗 .2、平行耦合微带线带通滤波器窄带滤波器 , 有5％到 25％地相对带宽 , 能够精确设计 , 常为人们所乐用 . 但其在微波低端显得过长 , 结构不够紧凑；在频带较宽时耦合间隙较小 , 实现比较困难 . p1EanqFDPw3、发夹线带通滤波器把耦合微带线谐振器折迭成发夹形式而成 . 这种滤波器由于容易激起表面波, 性能不够理想, 故常把它与耦合谐振器混合来用, 以防止表面波地直接耦合 . 这种滤波器地精确设计较难 . DXDiTa9E3d4、1/4 波长短路短截线滤波器5、半波长开路短截线滤波器下面主要介绍平行耦合微带线带通滤波器地设计 , 这里只对其整个设计过程和方法进行简单地介绍 .2、平行耦合线微带带通滤波器平行耦合线微带带通滤波器是由几节半波长谐振器组合而成地, 它不要求对地连接 , 结构简单 , 易于实现 , 是一种应用广泛地滤波器 . 整个电路可以印制在很薄地介质基片上 ( 可以簿到 1mm以下 ), 故其横截面尺寸比波导、同轴线结构地小得多；其纵向尺寸虽和工作波长可以比拟 , 但采用高介电常数地介质基片 , 使线上地波长比自由空间小了几倍 , 同样可以减小；此外 , 整个微带电路元件共用接地板 ,只需由导体带条构成电路图形, 结构大为紧凑, 从而大大减小了体积和重量 . RTCrpUDGiT关于平行耦合线微带带通滤波器地设计方法 , 已有不少资料予以介绍 . 但是 , 在设计过程中发现 , 到目前为止所查阅到地各种文献 , 还没有一种能够做到准确设计 .在经典地工程设计中 , 为避免繁杂地运算 , 一般只采用简化公式并查阅图表 , 这就造成较大地误差 . 而使用电子计算机进行辅助设计时 , 则可以力求数学模型精确 , 而不追求过分地简化 . 基于实际设计地需要 , 我对于平行耦合线微带带通滤波器地准确设计进行研究 , 编制了计算机辅助设计地小程序（附上） , 并利用 CAD 软件设计了微带带通滤波器 , 仿真模拟效果令人满意 . 应用此程序 , 不仅使设计速度大为提高 , 而且大大提高了设计地准确性 . 5PCzVD7HxA设计原理图1为平行耦合线微带带通滤波器地电路结构示意图 .它有 n个谐振器 (对应于滤波器地阶数 n),每个谐振器长为半波长 (对应中心频率 ),由 n＋ 1个平行耦合线节组成 ,长为四分之一波长 (对应中心频率 ).图 2为一节平行耦合线及他地等效电路 ,其中 Z0e－Z0o＝2Z0；Z0e*Z 0o=Z02.jLBHrnAILg图2 平行耦合线节及其等效电路平行耦合线微带带通滤波器地设计可分为以下几个步骤进行：第一步：由给定地通带和阻带衰减特性 , 用低通到带通地频率变换式 (1), 选出合适地归一化低通原型 , 计算出滤波器地阶数 , 得到归一化低通原型地元件值（这一部分地计算可以查表得之）；xHAQX74J0X第二步：用网络等效方法, 计算各级奇、偶模阻抗；第三步：由各级奇、偶模阻抗 , 综合出微带线结构尺寸（这一个部分用 PUFF 实现） .$4.2.2计算公式本文所述地设计方法 ,用到地公式很多 ,有些公式如最大平坦特性与切比雪夫特性滤波器归一化低通原型地阶数及元件值地计算公式及很多图表,很多书中都有说明 ,这里就不再介绍 ,查阅公式和图表请参阅参考书目 ,那里有很详尽地公式及图表介绍 .在此首先给出由低通到带通地频率变化式；接着给出由低通原型元件值到奇、偶模特性阻抗地计算式.LDAYtRyKfE1、由低通到带通地频率变换上式中 ,为低通原型地频率变量,是低通原型地截止频率,是带通滤波器地带边频率,是带通滤波器地频率变量,是带通滤波器地中心频率 ,是带通滤波器地相对带宽,它按下式计算：1、耦合线节地奇、偶模阻抗设滤波器地节数为 n,归一化低通原型地元件值为 g 0,g 1,g 2 g n+1,则有以下设计公式：J 01W( 3 )Y 0'2g 0g 1 1J j, j 1 W 1 (j=1,2, ,n-1)( 4 )Y 0 2 1 'g j g j 1J n, n 1W( 5 )Y 0'2g n g n 1 1其中 ,Y 0为传输线特性导纳 ,J 代表导纳倒置转换器 ,其余参数 W 、同(1)这样 ,我们可以得第 J 个耦合线节地奇模阻抗和精模阻抗分别为：2、由各级奇、偶模阻抗综合出微带线结构尺寸这部分公式繁多 ,计算麻烦 ,本文应用 PUFF 软件自动计算出平行耦合线地各参数值 .$4.2.3 滤波器地理论设计设计指标：中心频率 f 0：2.45GHz ；带宽 BW ：100～200MHz （这里理论计算采用 100MHz ）；输入、输出地特征阻抗均为 50Ω；在f ＝2.15GHz 上衰减 46dB ；选用纹波系数为 0.01dB 地切比雪夫原型 .（1）、设计低通原型由公式 (1) 计算地'＝6,1则查图表得知阶数 n ＝3, 再次查找纹波系数为 0.01dB 地切比雪夫原型地元件数值表地：g0＝ 1,g1 ＝ 0.6292,g2 ＝ 0.9703,g3 ＝0.6292,g4 ＝1,1 '＝1.（2）、计算导纳变换器地归一导纳由公式 ( 3 )、( 4 )、 ( 5 )计算得：J 01 ＝0.316, J 12 ＝0.08, J 23 ＝0.08, J 34＝0.316. Y 0 Y 0 Y 0 Y 0（3）、计算各平行耦合线节地奇模和偶模地阻抗由公式 ( 6 )、( 7 )计算得：( Z 0e )01=( Z 0e )34=50*(1+0.316+0.316*0.316)=70.7928Ω；dvzfvkwMI1 ( Z 0o )01=( Z 0o )34=50*(1-0.316+0.316*0.316)=39.1928Ω ；rqyn14ZNXI ( Z 0e )12＝( Z 0e )23＝54.32Ω ； ( Z 0o )12＝( Z 0o )23＝ 46.32Ω ；（4）、计算平行耦合线节地 W 、S 和L 这部分计算由 PUFF 完成：在PUFF 界面按 F3,激活 F3窗口 ,设置里面地数值为：“a clines 71Ω 39 Ω 90 °”表示 a 是理想双传输线 , 长度为四分之一波长 , 偶模阻抗为 71Ω, 奇模阻抗为 39Ω； EmxvxOtOco“b clines 54Ω 46 Ω 90 °”表示 b 是理想双传输线 , 长度为四分之一波长 , 偶模阻抗为 54Ω, 奇模阻抗为 46Ω； SixE2yXPq5（其奇偶模得阻值由前面计算所得 , 其计算带宽为 100MHz.）把光标移到 a, 安下“＝”键 , 即得该传输线得参数值： L=12.523mm,W=0.846mm,S=0.292mm; 同样得 b 传输线得参数值为：L=12.217mm,W=1.099mm,S=1.482mm.理论设计完成 ,即可在 ADS 中进行优化设计与仿真 .3、具体设计过程3.1 创建一个新项目◇ 启动 ADS◇ 选择 Main windows◇ 点击建立一个新地 project ,出现下面对话框◇ 选择保存地路径和键入文件名 ,点击“ ok ”即创建了一个新项目 .◇点击,新建一个电路原理图窗口,开始设计滤波器.3.2 滤波器电路设计及仿真◇在中选择Tlines-Microstrip类,然后在这个类里面分别选择、和并安放在适当地位置 ,4 个和 2 个按照图 1放好 .6ewMyirQFL◇ 点击,加 2 个 port,并按图所示位置放好 .◇ 单击连好线 .图 1 滤波器初始电路图◇双击图 1 中地,并修改下面对话框地内容 ,主要设定基片地各种属性 .其中 H 是基片地厚度 ,Er 是介电常数 ,T 为基片上面金属层地厚度 ,TanD 是基片地损耗 .◇依次双击图 1 中地和,并修改下面对话框地内容 ,主要设定微带线节地属性（数据前面已经计算得出,图 1 中地 Mlin 是 2 节 50Ω地传输线 ,查表得宽度为 1.07mm）.kavU42VRUs◇在中选择Simulation-S_Param类,然后在这个类里面分别选择和并安放在适当地位置,点击,加 2 个地端 ,最后单击按照图 2 连好线 .y6v3ALoS89图 2 滤波器 S 参数地仿真电路◇双击图 2 中地,编辑下面地对话框 ,设定 S 参数仿真地频率范围 .◇按进行仿真.◇在 Data Display 窗口 ,就是新弹出地窗口中 ,按键,选择下面对话框地内容S11、 S12.◇点击 ok 后即得滤波器地特性曲线如图 3 所示 .其带宽为 190MHz, 只是频率有所偏移 ,不能达到损耗要求 ,可以通过 TURN 改进 .M2ub6vSTnP图 3◇在窗口中选择 marker－new,然后在曲线中标识一个合适地点 ,以便优化所用 . 如上图◇回到电路图地窗口 ,点击 ,进行协调修正优化 ,然后在下面地窗口中选择修正地参数并进行修正 .个人收集整理仅供参考学习◇随着所修正参数值地变化 , 曲线也随着变化 , 达到满足要求后地值时按一下 update 按钮 , 即得到修正后地结果 , 各个参数值为 a 传输线 L ＝12.1mm,W=0.85mm,S=0.3mm；b 传输线 L=12mm,W=1.08mm,S=1.55mm最后.地 S参数仿真结果为：0YujCfmUCw其带宽为 190MHz,中心频率处地损耗为－ 0.25dB, 满足设计要求 .5.2 版图 Momentum 仿真◇撤掉 S 参数仿真地模型 ,恢复电路如图 1 所示 ,点击 layout－ Generate/Update layout,电路自动生成 layout 版图 ,如图所示：eUts8ZQVRd个人收集整理仅供参考学习◇设置 Substrate,点击,然后再点击, 即完成设置模拟 .◇设置port,点击, 编辑下面这个窗口 , 完成端口设置 .个人收集整理仅供参考学习◇Mesh 仿真 , 点击, 输入下框中地频率数值,点击 ok 开始模拟 .◇最后进行 simulate,点击, 编辑下面对话框 ,如图：设置完后点击 simulate,计算机则开始计算模拟 ,需花费一定时间 .模拟结束后自动打开 data display窗口 ,显示各种曲线 ,如图sQsAEJkW5T个人收集整理仅供参考学习个人收集整理仅供参考学习◇然后点击, 则出现下图：图 4◇点击显示S参数地曲线,如图：S12 S 参数曲线◇同上即得相位、输入输出阻抗等曲线, 如图：S12 相位曲线S21 圆图输入阻抗曲线4、总结从最后地仿真结果可以看出仿真结果与理论设计得 100MHz 带宽有一定地误差 .分析其误差得来源主要有：1、计算滤波器阶数以及切比雪夫原型地元件值所查得图表得误差；2、计算归一导纳和奇偶阻抗地数据舍入地误差；3、理论计算没有考虑基片地损耗 ,而 ADS 软件是一个工程软件 ,设计模拟过程中考虑了基片地损耗、外界地干扰等各种因素 ,使得每一节地耦合线得 Q 值降低,一共有 4 节,从而带宽明显比理论值大,这个是最主要地原因.GMsIasNXkA但是设计指标地带宽要求是 100M～ 200M,所以应用 ADS 软件地设计结果还是满足设计要求 .无源器件地设计相对简单,设计地关键就是各个参数值地计算,这个需要计算机辅助设计 ,PUFF 这样地软件给了很好地设计帮助 ,最后还要靠 ADS 软件地协调优化功能以达到最佳地设计 .另外由于 ADS 软件本身地庞大 ,学习相对困难 ,建议多查查软件中地 help 文档 ,里面地查找功能非常地强大 ,基本上在 ADS 上遇到地问题都可以从帮助里面找到答案 .TIrRGchYzg版权申明本文部分内容，包括文字、图片、以及设计等在网上搜集整理.版权为个人所有This article includes some parts, including text,pictures, and design. Copyright is personal ownership.7EqZcWLZNX 用户可将本文地内容或服务用于个人学习、研究或欣赏，以及其他非商业性或非盈利性用途，但同时应遵守著作权法及其他相关法律地规定，不得侵犯本网站及相关权利人地合法权利. 除此以外，将本文任何内容或服务用于其他用途时，须征得本人及相关权利人地书面许可，并支付报酬 . lzq7IGf02EUsers may use the contents or services of this articlefor personal study, research or appreciation, and other non-commercial or non-profit purposes, but at the same time,they shall abide by the provisions of copyright law and otherrelevant laws, and shall not infringe upon the legitimaterights of this website and its relevant obligees. In addition, when any content or service of this article is used for other purposes, written permission and remuneration shall be obtained from the person concerned and the relevantobligee.zvpgeqJ1hk转载或引用本文内容必须是以新闻性或资料性公共免费信息为使用目地地合理、善意引用，不得对本文内容原意进行曲解、修改，并自负版权等法律责任. NrpoJac3v1Reproduction or quotation of the content of this articlemust be reasonable and good-faith citation for the use of news or informative public free information. 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基于ads微带滤波器的设计开题报告

三、对本课题将要解决的主要问题及解决问题的思路与方法、拟采用的研究方法（技术路线）或设计（实验）方案进行说明
1、ADS仿真软件及 ADS软件的分析方法
ADS电子设计自动化功能十分强大，包含时域电路仿真(SPICE-like Simulation)、频域电路仿真 (Harmonic Balance、Linear Analysis)、三维电磁仿真 (EM Simulation)、通信系统仿真(Communication System Simulation)、数字信号处理仿真设计（DSP）；ADS支持射频和系统设计工程师开发所有类型的RF设计，从简单到复杂，从离散的射频/微波模块到用于通信和航天/国防的集成MMIC，是当今国内各大学和研究所使用最多的微波/射频电路和通信系统仿真软件软件。
[9]陈惠开.宽带匹配网络的理论与设计[M].北京：人民邮电出版社，1982.
[10]雷振亚.射频/微波电路导论[M].西安：西安电子科技大学出版社，2005.
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课程设计——基于ADS的微带滤波器设计

课程设计报告题目：基于ADS的微带滤波器设计姓名：学号：班级：电子101专业：电子信息工程指导老师：提交时间： 2014-01-051.绪论我们利用微波滤波器只让频率正确的的信号通过阻碍频率不同的信号的特性来区分信号。

滤波器的性能对微波电路系统的性能指标有很大的影响，因此设计微波电路系统时设计出具有高性能的滤波器很重要。

微带电路在微波电路系统应用广泛路。

具有个体，质量轻、频带分布宽等特点，其中用微带做滤波器是其主要应用之一，微带滤波器当中最基本的滤波器是微带低通滤波器，而别的滤波器可以通过低通滤波器为原型转化过来。

其中最大平坦滤波器和切比雪夫滤波器是两种常用的低通滤波器的原型。

因此本节将重点研究如何设计并优化微带滤波器1.1 微带滤波器简介滤波器是一个的二端口网络，对频率适合的信号进行传输，对频率不匹配的信号进行发射衰减，从而实现信号频谱过滤。

典型的频率响应包括低通、高通、带通、带阻衰减。

如图1-1所示.还可以从不同角度对滤波器进行分类：(1)按功能分，低通滤波器，高通滤波器，带通滤波器，带阻滤波器，可调滤波器。

(2)按用的元件分，集总参数滤波器，分布参数滤波器，无源滤波器，有源滤波器，晶体滤波器，声表面波滤波器，等。

1.2微带滤波器的主要参数（1）中心频率：一般取f0=（f1+f2）/2，f1、f2为带通或带阻滤波器左、右相对下降1dB或3dB边频点。

窄带滤波器常以插损最小点为中心频率计算通带带宽。

（2）截止频率：指低通滤波器的通带右边频点及高通滤波器的通带左边频点。

通常以1dB或3dB相对损耗点来标准定义。

（3）通带带宽：指需要通过的频谱宽度，BWxdB=（f2-f1）。

f1、f2为以中心频率f0处插入损耗为基准，下降X（dB）处对应的左、右边频点。

通常用X=3、1、0.5 即BW3dB、BW1dB、BW0.5dB 表征滤波器通带带宽参数。

分数带宽=BW3dB/f0×100%，（4）纹波：指1dB或3dB带宽（截止频率）范围内，插损随频率在损耗均值曲线基础上波动的峰-峰值。

基于ADS的微带滤波器设计

Design of Low Phase-Noise Microwave Oscillator and Wideband VCO Based on MicrostripCombline Bandpass FiltersChao-Hsiung Tseng,Member,IEEE,and Chih-Lin ChangAbstract—This paper presents a new low phase-noise mi-crowave oscillator and wideband voltage-controlled oscillator (VCO)based on microstrip combline bandpassﬁlters.For this type of oscillator,the passbandﬁlter is embedded into the feed-back loop to treat as a frequency stabilization element.Instead of designing the oscillator at the group-delay-peak frequency of the ﬁlter to achieve a good phase-noise performance,in this paper, the peak frequency of the complex quality factor is adopted for oscillator design.To demonstrate the effectiveness of using -peak frequency,twoﬁlter-based oscillators are implemented at the-peak and group-delay-peak frequencies,respectively. The oscillator designed at the-peak frequency improves the phase-noise about10dB as compared with that realized at the group-delay-peak frequency.The developed oscillator with the three-pole comblineﬁlter is experimentally demonstrated at2.05GHz with148.3-dBc/Hz phase noise at1-MHz offset frequency.Moreover,by attaching a varactor on each resonator of the comblineﬁlter,the oscillator can be extended to a wideband VCO.The developed VCO has a frequency tuning range from 1.3to2.2813GHz with a54.8%bandwidth.Over this frequency range,all the phase noises measured at1-MHz offset frequency are better than117.19dBc/Hz.Index Terms—Comblineﬁlter,ﬁlter-based oscillator,microwave oscillator,voltage-controlled oscillator(VCO).I.I NTRODUCTIONI N THE microwave regime,the oscillator is mainly em-ployed to produce a continuous wave(CW)signal.It can then be treated as a local-oscillating(LO)signal generator for performing the frequency up-conversion/down-conversion in a wireless communication system,or it can be applied to be a mi-crowave source in a radar system.As the oscillation frequency of an oscillator can be properly tuned by embedded voltage-controlled devices,it can be also referred to as a voltage-con-trolled oscillator(VCO).The key performances of a VCO in-clude low phase noise,low power consumption,and wide fre-quency tuning range.Manuscript received June21,2012;revised July08,2012;accepted July17, 2012.This work was supported by the National Science Council of Taiwan under Grant NSC101-2221-E-011-080.The authors are with the Department of Electronic Engineering,National Taiwan University of Science and Technology,Taipei10607,Taiwan(e-mail: chtseng@.tw).Color versions of one or more of theﬁgures in this paper are available online at .Digital Object Identiﬁer10.1109/TMTT.2012.2210441According to the Leeson’s phase-noise model[1],the spec-trum-based quality factor dominates the oscillation spec-trum.To achieve a good phase-noise performance,the overall network of the oscillator should have a high value at the os-cillation frequency.Hence,a resonator with a high quality factor is usually employed to increase.Here,the quality factor of the resonator is deﬁned as(1) where is the oscillation frequency,is the phase re-sponse of the resonator,and is the group delay.Note that the spectrum-based quality factor[2],[3]is different from the quality factor of the resonator.In practical applications, the high-resonators,such as the dielectric resonator(DR) [4]and metallic air cavity[5],are usually adopted to develop low phase-noise oscillators.However,they are not easy to in-tegrate with other planar circuits,and they are impossible to be implemented in the integrated circuit(IC)process.Besides,the mechanical tuning technique should be adopted to realize the frequency tuning function of the DR or cavity oscillator.To overcome the above-mentioned problems,recently,a new type of the planar microwave oscillator[6],[7]has been pro-posed to achieve a good phase-noise performance.Instead of using only one high-resonator,it utilizes a four-pole el-liptic-responseﬁlter as a frequency-selective element to develop a loop oscillator.It is because the multipole bandpassﬁlter can synthesize two group-delay peaks near two corner frequencies of the passband.According to(1),these two group-delay peaks are corresponding to two high values,respectively.There-fore,as the oscillation frequency is designed at the group-delay-peak frequency,the phase-noise performance can be dramati-cally improved.However,for some types of microwaveﬁlters, the frequencies of the peak values are not absolutely mapped to those of the high values.If the oscillator is still designed at the group-delay-peak frequency,it may not achieve the best phase-noise performance.Besides,the low phase-noise oscil-lator proposed in[6]and[7]is difﬁcult to be extended to the VCO with a moderate frequency tuning range.Although the multiple split-ring resonatorﬁlter[8]and trisectionﬁlter[9] have been employed to develop VCOs,their frequency tuning ranges are very limited.To further reduce the phase noise,the passive four-poleﬁlter in[6]and[7]is extended to become an activeﬁlter and embedded into the feedback loop of the oscillator[10].However,it increases the manufacturing cost,0018-9480/$31.00©2012IEEEFig.1.Block diagram of a feedback oscillator.namely,adding two microwave transistors,to achieve a better performance.Instead of using the group-delay peak and the phase-noise ﬁgure-of-merit(PNFOM)[7]to evaluate theﬁlter characteris-tics for the oscillator design,in this paper,the complex quality factor[2],[3]is introduced to simultaneously consider ef-fects of the amplitude and phase responses of theﬁlters,and then applied to implement low phase-noise oscillators using the two-pole coupled-resonator and three-pole comblineﬁlters[11]. Since the is inherently related to the spectrum-based quality factor of the Leeson’s model[1],the phase-noise perfor-mance of the oscillator can be signiﬁcantly improved as de-signed at the frequency of the peak.In addition,by attaching varactors to the resonators of the comblineﬁlter[12],[13],one can easily extend the developed oscillator to a wideband low phase-noise VCO with a54.8%frequency tuning range.II.O SCILLATOR D ESIGN U SING Q UALITY F ACTORplex Quality FactorReferring to the Leeson’s oscillator model[1],the output os-cillation spectrum can be expressed as(2) where is the offset frequency from the oscillation frequency ,is the additive noise component,and the is the spectrum-based quality factor,which dominates the oscillation spectrum.Fig.1shows aﬁlter-based loop oscillator with a cur-rent-controlled current source(CCCS)active device,namely, the BJT ampliﬁer.The characteristics of the bandpassﬁlter are represented by two-port impedance parameters.Assuming that the effects of the output load,connecting lines,and para-sitic components are ignored,the complex quality factor is deﬁned as[2](3) It can be related to the spectrum-based quality factor as[3].Moreover,translating into the polar coordinate, it can be presented as[3](4)Fig.2.(a)Four-pole coupled-resonatorﬁlter and(b)its complex quality factor and group delay.Observing(4),one can learn that the not only considers the derivative of the phase response,,with respect to the frequency,but also the amplitude effects of theﬁlter.It is more rigorous than the quality factor deﬁned in(1).Forﬁlter-based oscillator design in[7],the oscillation frequency is desig-nated at the group-delay peak of theﬁlter,namely,only consid-ering the derivative of the transmission phase angle,,of theﬁlter.In[7],the amplitude effects inﬂuenced by the band-width,location of transmission zero,and return loss of theﬁlter are evaluated by a newly deﬁned factor,i.e.,the PNFOM.Actu-ally,the amplitude effects discussed in[7]has been including in (4).Section II-B will use complex quality factor to evaluate the two-and four-pole coupled-resonatorﬁlters.plex Quality Factor of FilterIn[6]and[7],the four-pole coupled-resonatorﬁlter is em-ployed to design a low phase-noise oscillator.To comprehen-sively understand the characteristics of thisﬁlter,as shown in Fig.2(a),a four-pole elliptic-response bandpassﬁlter is imple-mented on an RO4003substrate with a thickness of0.508mm, a dielectric constant of3.38,and a loss tangent of0.0027.The center frequency and fractional bandwidth of theﬁlter are set to2GHz and4%,respectively.The normalized frequency of the attenuations pole is selected to.Hence,the element values of the low-pass prototypeﬁlter[11]are, ,,,and.TSENG AND CHANG:DESIGN OF LOW PHASE-NOISE MICROWA VE OSCILLATOR AND WIDEBAND VCO3The coupling coefﬁcients and external quality factor[11]are calculated as,, ,and.The electromagnetic(EM)simulator Agilent Momentum is used to determine the physical dimen-sions as shown in Fig.2(a).Transferring the simulated-pa-rameters of theﬁlter to-parameters,the complex quality factor are calculated by(3),while the group delay is obtained by performing the derivative of the phase response.The cal-culated and group delay are plotted in Fig.2(b).For this four-poleﬁlter,the frequencies of two group-delay peaks are almost the same as those of the peak.Consequently,the os-cillators designed at the high-frequency[6]and low-frequency [7]group-delay peaks can achieve a signiﬁcant improvement of the phase-noise performance.In addition,since theﬁlter at the design center frequency has a lower insertion loss and a mod-erate group delay value,it forms a peak at about2GHz. Note that since the modulus is performed in(3),the transmis-sion zeros of theﬁlter will contribute two pseudo peaks indicated in Fig.2(b),which are also corresponding to negative notch points of the group-delay curve.As shown in Fig.3(a),a two-pole coupled-resonatorﬁlter with the Butterworth response is designed at2GHz with a3% fractional bandwidth.The element values of the low-pass pro-totypeﬁlter[11]are,,, and,and their corresponding coupling coefﬁcients and external quality factor are calculated as and .The simulated phase response of the developed ﬁlter is given in Fig.3(b).It has an abrupt slope at the de-sign frequency of theﬁlter,about2GHz.Observing the group delay and complex quality factor given in Fig.3(c),two group-delay peaks are located near the corner frequencies of the ﬁlter.However,as compared with Fig.2(b),only a peak ap-pears at the center frequency of the passband because the slope of the phase response curve is not sharp enough to form two peaks close to two group-delay peaks.According to design procedures in[6]and[7],the oscillator is suggested to be de-signed at the frequency of group-delay peak.However,based on (2),the oscillator should be implemented at the frequency of thepeak.To judge which peak frequency shown in Fig.3(c)is better for the low phase-noise oscillator design,in Sections II-C and II-D,two oscillators will be designed at the-peak and group-delay-peak frequencies.C.Oscillator Designed at-Peak FrequencyBased on the block diagram shown in Fig.1,aﬁlter-based loop oscillator can be realized by an ampliﬁer with a bandpass ﬁlter embedded in the feedback path.Here,theﬁlter is replaced by the two-pole coupled-resonatorﬁlter shown in Fig.3(a).The ampliﬁer is realized by an Inﬁneon BFP405bipolar transistor, which is biased at V with a collector current mA,as shown in the inset of Fig.1.To completely con-sider effects of the parasitic components and bias circuitry,the phase response of the ampliﬁer areﬁrst measured as shown in Fig.4(a)for the oscillator design.By integrating theﬁlter,am-pliﬁer,parts of the connecting lines,and50-load in the circuit simulator,the total phase response can be achieved as shown in Fig.4(b).According to the“Barkhausen oscillation criteria,”the loop gain of the oscillator must be greater than unity and thetotal Fig.3.(a)Two-pole coupled-resonatorﬁlter and(b)its phase response, (c)complex quality factor,and group delay.loop phase should satisfy0or multiple of360.Thus,to de-sign the oscillator operated at the-peak frequency,namely, 2.01GHz,the length of the transmission line to connect ports1 and2in Fig.4(b)can be determined as360220.78.The physical dimensions of the connecting line are clearly indicated in Fig.5(a).Fig.5(a)and(b)shows the circuit photograph of the devel-oped oscillator,and simulated loop gain and phase,respectively. As shown in Fig.5(c),the output spectrum is measured by Agi-lent Spectrum Analyzer N9010A with the settings of a100-kHz resolution bandwidth and a10-MHz frequency span.The output power is2.4dBm at the oscillation frequency1.986GHz,which is close to the frequency with a0loop phase,as shown in Fig.5(b).The amount of the consumed dc power is20mW. The phase noise of the developed oscillator is measured by Ag-ilent source signal analyzer E5052B.As shown in Fig.6,the4IEEE TRANSACTIONS ON MICROWA VE THEORY ANDTECHNIQUESFig.4.(a)Measured phase response of the ampliﬁer.(b)Total phase response of the ampliﬁter with theﬁlter,parts of connecting lines and50-load. measured phase noises are117dBc/Hz and140dBc/Hz at 100-kHz and1-MHz offset frequencies,respectively.Theﬁgure of merit(FOM)[14]of an oscillator can be calculated bymW(5) where is the phase noise at the offsetfrequency,is the oscillation frequency,and is the dc power consumption Fig.5.(a)Circuit photograph of the oscillator designed at the-peak fre-quency and(b)its simulated loop gain and loop phase and(c)measured output spectrum.(in milliwatts).The FOM of the developed oscillator at1-MHz offset frequency is192.9dBc/Hz.D.Oscillator Designed at Group-Delay-Peak Frequency Following the design procedures described in Section II-C, the oscillator operated at the group-delay-peak frequency,TSENG AND CHANG:DESIGN OF LOW PHASE-NOISE MICROWA VE OSCILLATOR AND WIDEBAND VCO5Fig.6.Measured phase noises of the oscillator designed at the-peak and group-delay-peak frequencies.namely,1.98GHz,is developed as shown in Fig.7(a).Except for the length of the connecting line,the oscillator shown in Fig.7(a)is the same as that of Fig.5(a).Since the phase response of theﬁlter shown in Fig.3(b)has a abrupt curve slope around the design frequency,a longer folded microstrip should be adopted to satisfy the loop phase requirement as compared with the oscillator in Fig.5(a).Shown in Fig.7(b)are the simu-lated loop gain and phase of the developed oscillator.Referred to the measured output spectrum shown in Fig.7(c),the output power is3.919dBm at the oscillation frequency1.9466GHz. As expected,the frequency with a0loop phase is close to the measured oscillation frequency,1.98GHz.The amount of the consumed dc power is20mW.As plotted in Fig.6,the measured phase noises are107dBc/Hz and130dBc/Hz at100-kHz and1-MHz offset frequencies,respectively.It reveals that designing the oscillator at the-peak frequency can achieve a10-dB phase-noise improvement as compared with the oscillator designed at the group-delay-peak frequency. However,since the oscillator designed at the group-delay-peak frequency has a higher loop gain,it can provide a higher output power as expected.It is worth noting that the-peak and group-delay-peak fre-quencies of the four-pole coupled-resonatorﬁlter in Fig.2(a) are almost located at the same frequency,as well as the conven-tional LC tank resonator.Therefore,whether the oscillator is designed at the-peak or group-delay-peak frequency,one will obtain a similar phase noise level.However,as the peak and group-delay peak of theﬁlter are located at different frequencies,such as those of the two-pole coupled resonator ﬁlter,as shown in Fig.3(c),the oscillator should be designed at the-peak frequency to achieve a better phase-noise per-formance.It also demonstrates that the complex quality factor is more rigorous parameter than the group delay for evalu-ating theﬁlter.E.Design Procedures of Filter-Based OscillatorThe design procedures of theﬁlter-based oscillator proposed in this paper are summarized asfollows.Fig.7.(a)Circuit photograph of the oscillator designed at the group-delay-peak frequency and(b)its simulated loop gain and loop phase and(c)measured output spectrum.1)Design and simulate theﬁlter by the EM simulator andthen apply the de-embedded technique to acquire the phase response,as shown in Fig.3(b).6IEEE TRANSACTIONS ON MICROWA VE THEORY AND TECHNIQUES2)Use(3)to calculate of theﬁlter,as illustrated asFig.3(c),and then designate the oscillation frequency of the oscillator to be the-peak frequency.3)Design the ampliﬁer to have a proper gain,and then mea-sure the phase response,as shown in Fig.4(a),with the thru-reﬂect-line(TRL)calibration to remove the effects of the testﬁxture.4)Integrate the-parameters of theﬁlter and ampliﬁer[ob-tained in1)and3)]with the50-load and connecting lines in the circuit simulator,as plotted in Fig.4(b),and predict the total phase angle.5)Design the transmission line with the electrical length ofat the oscillation frequency.III.O SCILLATOR D ESIGN B ASED ON C OMBLINE F ILTERIn[6]and[7],theﬁlter-based oscillators have been success-fully developed with very low phase-noise performances.How-ever,they are only operated at a single frequency and are unsuit-able for applying in the wireless communication or radar system with the frequency tuning requirement.Since the comblineﬁlter has the advantage of the simple circuit structure and easy exten-sion to a tunableﬁlter[12],[13],it will be employed to imple-ment the oscillator and VCO in this paper.In Sections III-A–C, the oscillator based on the comblineﬁlter will beﬁrst designed and then extended to a wideband VCO.A.Oscillator Design Using Combline FilterAs shown in Fig.8(a),the three-pole combline bandpassﬁlter developed in this paper is composed of three coupled quarter-wave resonators.The open-and short-circuited terminations are connected with the bilateral ends of each resonator.Moreover, theﬁlter is directly fed by two tapped lines.Theﬁlter is de-signed with the Chebyshev response at2GHz and fabricated on the RO4003substrate.Since the fractional bandwidth of the ﬁlter is set to4%,the element values of the low-pass prototype ﬁlter[11]are,,,, and.The coupling coefﬁcients and external quality factor are calculated as,and .Based on the above parameters,the physical dimensions of theﬁlter are determined by the EM simulator and also indi-cated in Fig.8(a).Shown in Fig.8(b)are the measured insertion loss and group-delay response of thisﬁlter.Although the group delay peak at about2.05GHz has a higher value,it is corre-sponding to a worse insertion loss.If the designer determines the quality factor only by the group delay,namely,by using(1), the group-delay peak at about2.05GHz will reasonably cor-respond to a higher quality factor.However,as simultaneously considering the effects of the insertion loss and group delay,two peak values of illustrated in Fig.8(c)are almost equal.In addition,two peaks are close to group-delay peaks,but not exactly located at the same frequencies.In[7],the amplitude ef-fects of theﬁlter are considered by performing the PNFOM pa-rameter study.In this paper,the more rigorous complex quality factor is adopted to evaluate theﬁlter performance,and the frequency with the peak will then be chosen to design a low phase-noise oscillator.Followed by the oscillator design procedures in Section II-E, the comblineﬁlter shown in Fig.8(a)is employed to designthe Fig.8.(a)Three-pole comblineﬁlter and(b)its measured insertion lossand group delay and(c)complex quality factor calculated from measured -parameters of the comblineﬁlter.oscillator operated at the-peak frequency,2.0493GHz,as shown in Fig.9(a).Basically,the circuit conﬁguration is sim-ilar to the oscillators developed in Section II,except for re-placing theﬁlter structure and adding the tuning inductors.The microstrip lines are adopted to connect theﬁlter and the ampli-ﬁer,and their dimensions are indicated in Fig.9(a).Here,the shunt tuning inductors are mainly used toﬁne tune the loop phase for satisfying the oscillation criteria.Their function is similar to the network embedded in feedback loop in[6]and [7].Since this oscillator will be extended to a wideband VCO, in this design,there are no narrowband matching networks at-tached with the transistor.As shown in Fig.9(b),the measured output power is0.685dBm at the oscillation frequency ofTSENG AND CHANG:DESIGN OF LOW PHASE-NOISE MICROWA VE OSCILLATOR AND WIDEBAND VCO7Fig.9.(a)Circuit photograph of the oscillator using the comblineﬁlter and(b)its measured output spectrum.2.0472GHz.Referred to the wideband output spectrum illus-trated in Fig.10,this oscillator has an18.82-dBc second har-monic and18.18-dBc third harmonic suppressions.The mea-sured phase noise is shown in Fig.11,and two asymptotes with the slopes of30and20dB/decade are also plotted to reveal the trend of the phase-noise curve.The measured phase noises are125.6and148.3dBc/Hz at100-kHz and1-MHz offset frequencies,respectively.The dc power consumption of the de-veloped oscillator is22mW.By using(5),the FOM at1-MHz offset frequency is201.1dBc/Hz.Fig.10.Measured wideband output spectrum of the developed oscillator using the comblineﬁlter.Fig.11.Measured phase noises of the developed oscillator using the combline ﬁlter.plex Quality Factor of OscillatorIn Section II-B,the complex quality factor is used to evaluate theﬁlter,and then choose the-peak frequency for the low phase-noise oscillator design.In order toﬁgure out the reason why the phase-noise performance of the developed os-cillator using a comblineﬁlter can be signiﬁcantly improved, in this section,will be employed to quantitatively evaluate the oscillator.Based on the method in[2],the developed oscil-lator using the comblineﬁlter shown in Fig.9(a)can be rep-resented as Fig.12(a)with the equivalent circuit model of the bipolar junction transistor(BJT).The component values of the BJT(Inﬁneon BFP405)circuit model are given in Table I.Here, the two-port impedance network represents the characteris-tics of the comblineﬁlter,conneting lines,bias network,and output load of the oscillator.Embedding the parasitic compo-nents of the BJT to the network,one can obtain the equiva-lent circuit shown in Fig.12(b),which is mainly composed of the intrinsic part of the BJT and the parasitic-embedded net-work.By applying(3),the complex quality factor of the oscillator can be calculated from-parameters,as shown in Fig.13.Since the oscillator is designed at the peak of the ﬁlter,namely,2.0493GHz,the peak of the oscillator around this frequency is conserved well.The other peak of theﬁlter at1.9708GHz is obviously degraded.Referring to Fig.13,the8IEEE TRANSACTIONS ON MICROWA VE THEORY ANDTECHNIQUESFig.12.(a)Developed oscillator represented with the BJT equivalent model and (b)its equivalent circuit with parasitic components embedding from the BJT to the ﬁlter network.TABLE IC OMPONENT V ALUES OF BJT E QUIVALENT C IRCUIT MODELpeak appears at 2.0515GHz,which is very close to the measured oscillation frequency,2.0472GHz,of the developed oscillator.Hence,one can achieve a very good phase-noise per-formance.C.VCO Design Using Tunable Combline FilterBased on the design procedures in [13],the combline ﬁlter shown in Fig.8(a)can be extended to a tunable combline ﬁlter,as depicted in Fig.14(a).The varactor (Skyworks SMV 1233)is attached on the open-circuited end of the resonator for providing a capacitance tuning range of 0.84–3.28pF.The bias circuit of the varactor is also clearly shown in Fig.14(a).The center frequency of the tunable ﬁlter is set to 2GHz and the electrical length of the resonator is 37.5.The resonator becomes shorter because the parasitic capacitance of the varactor providessomeFig.13.Calculated complex quality factor of the developed oscillatorusing the combline ﬁlter.Fig.14.(a)Developed tunable combline ﬁlter and (b)its complex quality fac-tors calculated from measured -parameters for different tuning voltages.equivalent length.Plotted in Fig.14(b)are the peak values of the tunable combline ﬁlter for the different tuning voltages .They are calculated from measured -parameters by the procedures in Section II.For a decreasing tuning voltage,thepeak goes to the lower frequency band with a lower value.It implies that as one uses this tunable ﬁlter to develop a VCO,the phase-noise performance will be degraded by tuning the oscillation frequency to the lower frequency band.TSENG AND CHANG:DESIGN OF LOW PHASE-NOISE MICROWA VE OSCILLATOR AND WIDEBAND VCO9Fig.15.Circuit photograph of the wideband VCO using the tunable combline ﬁlter.Fig.16.(a)Measured phase noises,oscillation frequencies and (b)output power of the developed wideband VCO.Replacing the combline ﬁlter in Fig.9(a)by the developed tunable ﬁlter,one can form a VCO,shown in Fig.15.Here,theTABLE IIP ERFORMANCE C OMPARISONS B ETWEEN P UBLISHED VCOs AND T HIS STUDYlength of the connecting line is adjusted to obtain an optimal frequency tuning range.As shown in Fig.16(a),the available frequency tuning range of the developed VCO is from 1.3to 2.2813GHz with a 54.8%bandwidth.Over this tuning range,all the measured phase noises at the 100-kHz and 1-MHz offset fre-quencies are better than 93and 117.19dBc/Hz,respectively.The best phase noises at the 100-kHz and 1-MHz offset frequen-cies can be achieved at 2.2813GHz,and they are 109.87and 134.17dBc/Hz,respectively.Here,the measured phase noises become better as the oscillation frequency is tuned to the higher frequency band.The phase-noise curve is opposite to the curve tread of the peak values of the tunable combline ﬁlter,as il-lustrated in Fig.14(b).The output powers are varied from 4.7to 2.38dBm,as shown in Fig.16(b).Since the measured power gain of the ampli ﬁer decreases about 2.5dB over the frequency tuning range,as given in Fig.16(b),it leads to a notable variation of the VCO output power.The FOM at 1-MHz offset frequency is 188.3dBc/Hz.As compared with the developed oscillator in Section III-B,the phase-noise performance of the VCO has some degradation due to the parasitic element losses of the var-actors.The performance comparisons between published VCOs and this study are summarized in Table II.Although the VCO in [8]has a better FOM than that developed in this paper,it oc-cupies a large circuit area and only provides a 1.6%frequency tuning range.IV .C ONCLUSIONIn this paper,the complex quality factor is introduced to evaluate the ﬁlter performance,and then employed to designate the -peak frequency for the low phase-noise oscillator design.Section II experimentally demonstrates that as the -peak frequency of the ﬁlter is different from the group-delay-peak frequency,one should design the oscillator at the -peak frequency to achieve a better phase-noise performance.Since the value simultaneously considers the amplitude and phase effects of the ﬁlter,it is more rigorous than the group-delay evaluation approach [7],and able to replace the PNFOM parameter study in [7].Based on the proposed oscillator design procedures,the oscillator using the three-pole microstrip combline ﬁlter is developed at 2.05GHz with a measured 148.3-dBc/Hz phase noise at 1-MHz offset fre-quency.In addition,the value of the developed oscillator is calculated to quantitatively ﬁgure out the reason of achieving this very low phase noise.By attaching a varactor on each resonator of the combline ﬁlter,the developed oscillator can be10IEEE TRANSACTIONS ON MICROWA VE THEORY AND TECHNIQUESeasily extended to a wideband VCO with a54.8%frequency tuning range.In the future,the proposed circuit schematics of the VCO may be implemented in the IC process to achieve a low phase-noise monolithic microwave integrated circuit (MMIC)VCO.R EFERENCES[1]D.B.Leeson,“A simple model of feedback oscillator noise spectrum,”Proc.IEEE,vol.54,no.2,pp.329–330,Feb.1966.[2]T.Ohira,“Rigorous-factor formulation for one-and two-portpassive linear networks from an oscillator noise spectrum viewpoint,”IEEE Trans.Circuits Syst.II,Exp.Briefs,vol.52,no.12,pp.846–850,Dec.2005.[3]T.Ohira and K.Araki,“Oscillator frequency spectrum as viewed fromresonant energy storage and complex factor,”IEICE Electron.Exp.,vol.3,no.16,pp.385–389,Aug.2006.[4]n,D.Kalokitis,E.Mykietyn,E.Hoffman,and F.Sechi,“Highlystabilized ultra-low noise FET oscillator with dielectric resonator,”inIEEE MTT-S Int.Microw.Symp.Dig.,1986,pp.83–86.[5]G.D.Vendelin,A.M.Pavio,and U.L.Rohde,Microwave CircuitDesign Using Linear and Nonlinear Techniques.New York:Wiley,1990,ch.6.[6]J.Choi,M.-H.Chen,and A.Mortazawi,“An-band low phasenoise oscillator employing a four-pole elliptic-response microstripbandpassﬁlter,”in IEEE MTT-S Int.Microw.Symp.Dig.,Jun.2007,pp.1529–1532.[7]J.Choi,M.Nick,and A.Mortazawi,“Low phase-noise planar oscil-lators employing elliptic-response bandpassﬁlters,”IEEE Trans.Mi-crow.Theory Tech.,vol.57,no.8,pp.1959–1965,Aug.2009.[8]J.Choi and C.Seo,“Microstrip square open-loop multiple split-ringresonator for low-phase-noise VCO,”IEEE Trans.Microw.TheoryTech.,vol.56,no.12,pp.3245–3252,Dec.2008.[9]C.-L.Chang and C.-H.Tseng,“Design of low phase-noise oscillatorand voltage-controlled oscillator using microstrip trisection bandpassﬁlter,”IEEE Microw.Wireless Compon.Lett.,vol.21,no.11,pp.622–624,Nov.2011.[10]M.Nick and A.Mortazawi,“Low phase-noise planar oscillators basedon low-noise active resonators,”IEEE Trans.Microw.Theory Tech.,vol.58,no.5,pp.1133–1139,May2010.[11]J.-S.Hong and ncaster,Microstrip Filter for RF/MicrowaveApplication.New York:Wiley,2001.[12]I.C.Hunter and J.D.Rhodes,“Electronically tunable microwave band-passﬁlters,”IEEE Trans.Microw.Theory Tech.,vol.MTT-30,no.9,pp.1354–1360,Sep.1982.[13]G.Torregrosa-Penalva,G.López-Risueno,and J.I.Alonso,“A simplemethod to design wideband electronically tunable comblineﬁlters,”IEEE Trans.Microw.Theory Tech.,vol.50,no.1,pp.172–177,Jan.2002.[14]M.Tiebout,“Low-power low-phase-noise differentially tuned quadra-ture VCO design in standard CMOS,”IEEE J.Solid-State Circuits,vol.36,no.7,pp.1018–1024,Jul.2001.[15]C.M.Yuen and K.F.Tsang,“A1.8-V distributed voltage-controlledoscillator module for5.8-GHz ISM band,”IEEE Microw.WirelessCompon.Lett.,vol.14,no.11,pp.525–527,Nov.2004.[16]G.Avitabile,F.Cannone,M.Capodiferro,L.Carella,and N.Lofù,“Coarse-ﬁne,wideband distributed voltage controlled oscillator forwireless applications,”Electron.Lett.,vol.42,no.5,pp.285–286,Mar.2006.[17]J.Choi and C.Seo,“Broadband and low phase noise VCO using tun-able metamaterial transmission line based on varator-loadedsplit-ring resonator,”in Proc.Korea–Japn.Microw.Conf.,2007,pp.145–148.Chao-Hsiung Tseng(S’03–M’05)was born inMiaoli,Taiwan,in1974.He graduated in electronicengineering from the National Taipei Institute ofTechnology,Taipei,Taiwan,in1994.He receivedthe M.S.and Ph.D.degrees in communication en-gineering from National Taiwan University,Taipei,Taiwan,in1999and2004,respectively.From November1999to August2000,he was anAssociate Microwave Researcher with the Center forMeasurement Standards,Industrial Technology Re-search Institute,Hsinchu,Taiwan.From August2001 to July2002,he was a Teaching Assistant with the Department of Electrical Engineering,National Taiwan University,where from February2004to July 2005,he was a Postdoctoral Research Fellow.From August2005to July2006, he was with the Department of Electrical Engineering,University of California at Los Angeles(UCLA),as a Visiting Scholar.Since August2006,he has been on the faculty of the Department of Electronic Engineering,National Taiwan University of Science and Technology,Taipei,Taiwan,where he is currently an Associate Professor.His research interests include microwave circuits and modules,microwave and millimeter-wave ICs,left-handedmetamaterials,mi-crowave measurement and calibration techniques,microwave-imaging systems, and techniques.Chih-Lin Chang was born in Chiayi,Taiwan,in1983.He received the B.S.degree in electrical engi-neering from Da-Yeh University,Changhua,Taiwan,in2006,the M.S.degree in electronic engineeringfrom National Taiwan University of Science andTechnology,Taipei,Taiwan,in2008,and is currentlyworking toward the Ph.D.degree at the NationalTaiwan University of Science and Technology.His research interests include microwave/mil-limeter-wave ICs,left-handed metamaterials,andmicrowave active and passive circuits.。

基于ADS简易设计及优化的平行耦合微带线带通滤波器

＋１
Ｚ０，奇模的特性阻抗为Ｚ０，平行耦合微带线可以构成
带通滤波器，这种／４长平行耦合微带线单元，虽然具有
△为带通滤波器的相对带宽。根据微带线的奇模、
偶模特性阻抗，使用ＡＤＳ中的微带线计算器ＬｉｎｅＣａｌｃ计算
２．２计算耦合微带线各节耦模和奇模的特性阻抗
平行耦合微带线各节奇模特性阻抗Ｚ０和耦模特性阻
抗ｚ０一为［］：
１平行耦合微带线带通滤波器设计基本原理
平行耦合微带传输线是由两个无屏蔽的平行微带传
输线紧靠在一起构成，当两个传输线之间的电磁场相互
表１奇偶模特性阻抗
节
整个微波电路系统的设计都具有很大的意义。本文借助查切比雪夫滤波器元件参数可得标准低通滤波器参数ｇ１，ｇ２ … ｇ，ｇ＋１。
ＡＤＳ软件能方便地对平行耦合微带线带通滤波器电路进行原理图设计、仿真及优化，最后生成版图。
２０ｄＢ，输入输出特性阻抗为５０Ｑ。
（２）微带线电路板参数如下［ｓ］：微带线的基板厚
低通滤波器的归一化原型参量。假设下边频为 ∞ ，上
・１３０・电子矗｜｜一
ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳＷＯＲＬＤ・技术交流
２．１低通滤波器设计设计原型
根据带通滤波器频率变换和设计条件及查表，选择
中心频率为２．２ＧＨｚ，通带频率范围为２．１ＧＨｚ￣２．３ＧＨｚ，

基于ADS的微带线带通滤波器设计

项目名称：基于ADS优化的微带带通滤波器设计一、实验目的(1) 了解低通滤波器、带通滤波器、高通滤波器等滤波器原理(2) 利用ADS2008软件设计，以切比雪夫滤波器为原型，设计一种微带线带通滤波器。

二、实验设备(1) PC机一台；(2) ADS2008软件；三、实验内容和要求(1) 设计一个微带线带通滤波器，以切比雪夫低通滤波器为原型；(2) 中心频率：2G+学号*50MHz；（2G+10*50MHz=2.5GHz）(3) 相对带宽：8％；（2.5GHz*8％=200MHz）四、实验原理1.滤波器原理滤波器的基础是谐振电路,它是一个二端口网络,对通带内频率信号呈现匹配传输,对阻带频率信号失配而进行发射衰减,从而实现信号频谱过滤功能。

典型的频率响应包括低通、高通、带通和带阻特性。

镜像参量法和插入损耗法是设计集总元件滤波器常用的方法。

对于微波应用,这种设计通常必须变更到由传输线段组成的分布元件。

Richard变换和Kuroda恒等关系提供了这个手段。

2.微带线微带线(microstrip1ine)是现在混合微波集成电路和单片微波集成电路使用最频繁的一种平面传输线。

它可用光科程序制作,且容易与其他无源微波电路和有源微波器件集成,从而实现微波部件和系统的集成化。

微带线是在金属化厚度为h的介质基片的一面制作宽度为W，厚度为t的导体带,另一面作接地金属平板而构成的。

3.耦合微带线当两个无屏蔽的传输线紧靠一起时,由于传输线之间电磁场的相互作用,在传输线之间会有功率耦合,这种传输线称为耦合传输线。

耦合微带传输线由靠得很近的3个导体构成。

这种结构介质厚度为d,介质相对介电常数为η,,在介质的下面为公共导体接地板,在介质的上面为2个宽度为W、相距为S的中心导体带。

五、实验步骤与结果1.设定滤波器指标中心频率：2.5GHz通带带宽：200MHz（2.4~2.6GHz）输入输出的阻抗：50Ω插入损耗：小于2dB阻带衰减：在距离中心频率300MHz处的衰减大于50dB相对带宽：8％（表示信号带宽为0.2GHz）带内输入输出端口反射系数：小于-15dB2.滤波器选用与微带线的计算0.5dB切比雪夫滤波器，5阶。

基于ADS软件的微带滤波器的设计

第２６卷第６期２０１３年ｉ１月
唐山学院学报
ＪｏｕｒｎａｌｏｆＴａｎｇｓｈａｎＣｏｌｌｅｇｅ
Ｖｏ１．２６ＮＯ．６
Ｎｏｖ．Leabharlann ２Ｏ１３基于ＡＤＳ软件的微带滤波器的设计
０引言
随着现代微波通信系统的发展，系统对通道选择性能的要求越来越高，这对微带滤波器的设计提出了更高的要求，因为微带滤波器性能的优劣往往决定了整个通信系统的质
量。微带滤波器具有体积小且便于集成等优点，在微带电路
ｍａｄｅａｎｄｈａｒｄｗａｒｅｔｅｓｔｓｐｒｏｖｅｔｈａｔｇｏｏｄｒｅｓｕｌｔｓｈａｖｅｂｅｅｎａｔｔａｉｎｅｄ．
ＫｅｙＷｏｒｄｓ：ＡＤＳｓｏｆｔｗａｒｅ；ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐｆｉｌｔｅｒ；ＰＣＢｂｏａｒｄ
件测试取得了良好的效果。关键词：ＡＤＳ软件；微带滤波器；ＰＣＢ板中图分类号：ＴＮ７１３文献标识码：Ａ文章编号：１６７２—３４９Ｘ（２０１３）０３—００５０—０４
ＤｅｓｉｇｎｏｆＭｉｃｒｏｓｔｒｉｐＦｉｌｔｅｒｓＢａｓｅｄｏｎＡＤＳ
中得到了广泛的应用］。在以往设计各种滤波器时，往往

基于ads的平行耦合微带线带通滤波器的设计及优化

基于ads的平行耦合微带线带通滤波器的设计及优化平行耦合微带线带通滤波器是一种常用的微波滤波器。

它由多个耦合微带线和微带线构成，具有较好的带通特性和较小的插入损耗。

设计和优化这种滤波器通常采用ADS软件，下面分为两个部分进行详细解释。

1.设计部分（1）确定滤波器参数首先需要确定滤波器的工作频率范围、中心频率、通带和阻带带宽等参数。

这些参数可以根据具体应用需求进行确定。

（2）选择线路结构根据确定的滤波器参数，选择合适的线路结构。

常用的线路结构有串联、平行、串平联和并联等，平行耦合结构是实现带通滤波器较为常用的一种。

（3）确定线路尺寸确定线路结构后，需要根据工作频率、介质常数和板厚等参数，计算出每条线路的宽度和长度。

这里需要考虑线路的带宽和损耗等因素，通常采用求解电磁场分布的方法进行计算。

（4）设计耦合结构在平行耦合结构中，需要设计合适的耦合结构来实现合适的耦合强度。

常用的耦合结构有传输线耦合、缝隙耦合、开放环耦合等。

（5）确定滤波器连接方式根据线路结构和耦合结构的设计，确定滤波器的连接方式和序列。

这里需要考虑滤波器的带宽和衰减等因素。

2.优化部分滤波器的优化常常包括两个方面：性能优化和制造优化。

（1）性能优化针对滤波器的频率响应、损耗和抑制等性能，可以采用ADS软件提供的优化工具进行优化。

这里可以采用基于突变搜索和梯度搜索的不同优化算法，以达到滤波器尽可能优化的目的。

（2）制造优化制造优化主要是针对滤波器的制造工艺和工艺容差进行优化，以达到成本和生产效率方面的优化。

通常还需要考虑滤波器的布局、线宽度和间距等制造要素。

在整个设计和优化的过程中，需要进行仿真和测试，以验证滤波器的性能和有效性。

同时，需要充分考虑不同要素的交互影响和优化目标的平衡。

基于ADS仿真设计的微带带通滤波器

基于ADS仿真设计的微带带通滤波器引言在射频通信系统中，无论是发射机还是接收机，都需要选择特定频率的信号进行处理，滤除其他频率的干扰信号，这就需要使用滤波电路来分离有用信号和干扰信号。

因此，高性能的滤波器对设计一个好的射频通信系统具有重要意义。

微带电路由于体积小、重量轻、频带宽、易于与射频电路匹配等优点，近年来在滤波电路中得到了广泛的应用。

本文借助ADs2005a(AdvancedDesignsystem)仿真软件，设计出了一种边缘耦合的平行耦合线带通滤波器。

基本原理边缘耦合的平行耦合线由两条相互平行且靠近的微带线构成。

根据传输线理论，每条单独的微带线都等价为小段串联电感和小段并联电容，平行耦合线还需要考虑组合电容和电感。

每条微带线的特征阻抗为z0相互耦台的部分长度为L，微带线的宽度为w，微带之间的距离为s，偶模特征阻抗为乙，奇模特征阻抗为z0。

使用单个单元电路不能获得良好的频率特性，可以采用如图1所示的对称级联的方法获得良好的频率特性。

级联微带带通滤波电路的主要设计步骤如下：1 确定滤波器的参数：根据要一般来说，理论值的仿真结果和实际结果都有很大出入，需要进行优化。

可以使用Tune工具进行优化，或者采用Optim 工具。

观察最终的优化结果，直到达到设计要求。

设计过程设计要求中心频率为5GHz，带宽为8％，通带内的纹波为3dB，要求在5.3GHz处具有不小于30dB的衰减。

微带电路板参数如下：厚度1.27mm，介质相对介电常数为Er=9.8，相对磁导率为Mur=1，金属电导率Cond=(S/m)，金属层厚度T=0.03mm,损耗正切角TanD=0，表面粗糙度Rough=0mm。

计算参数1．1.5.3GHz的归一化频率为Ω=1.476。

根据要求选择滤波器原型为3dB等纹波切比雪夫低通滤波电路，在Ω=1.476处，具有大于30dB的衰减，查表可知至少需要选择5阶滤波电路，本文即选择5阶滤波电路。

对应的归一化参数为：g0=1.0，g1=g5=3.4817，g2=g4=0.7618，g3=4.538，g6=10 2．通过计算可得奇模和偶模阻抗，如表1所示(单位Ω)。

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项目名称：基于ADS优化的微带带通滤波器设计
一、实验目的
(1) 了解低通滤波器、带通滤波器、高通滤波器等滤波器原理
(2) 利用ADS2008软件设计，以切比雪夫滤波器为原型，设计一种微带线带通滤波器。

二、实验设备
(1) PC机一台；
(2) ADS2008软件；
三、实验内容和要求
(1) 设计一个微带线带通滤波器，以切比雪夫低通滤波器为原型；
(2) 中心频率：2G+学号*50MHz；（2G+10*50MHz=2.5GHz）
(3) 相对带宽：8％；（2.5GHz*8％=200MHz）
四、实验原理
1.滤波器原理
滤波器的基础是谐振电路,它是一个二端口网络,对通带内频率信号呈现匹配传输,对阻带频率信号失配而进行发射衰减,从而实现信号频谱过滤功能。

典型的频率响应包括低通、高通、带通和带阻特性。

镜像参量法和插入损耗法是设计集总元件滤波器常用的方法。

对于微波应用,这种设计通常必须变更到由传输线段组成的分布元件。

Richard变换和Kuroda恒等关系提供了这个手段。

2.微带线
微带线(microstrip1ine)是现在混合微波集成电路和单片微波集成电路使用最频繁的一种平面传输线。

它可用光科程序制作,且容易与其他无源微波电路和有源微波器件集成,从而实现微波部件和系统的集成化。

微带线是在金属化厚度为h的介质基片的一面制作宽度为W，厚度为t的导体带,另一面作接地金属平板而构成的。

3.耦合微带线
当两个无屏蔽的传输线紧靠一起时,由于传输线之间电磁场的相互作用,在传输线之间会有功率耦合,这种传输线称为耦合传输线。

耦合微带传输线由靠得很近的3个导体构成。

这种结构介质厚度为d,介质相对介电常数为η,,在介质的下面为公共导体
接地板,在介质的上面为2个宽度为W、相距为S的中心导体带。

五、实验步骤与结果
1.设定滤波器指标
中心频率：2.5GHz
通带带宽：200MHz（2.4~2.6GHz）
输入输出的阻抗：50Ω
插入损耗：小于2dB
阻带衰减：在距离中心频率300MHz处的衰减大于50dB
相对带宽：8％（表示信号带宽为0.2GHz）
带内输入输出端口反射系数：小于-15dB
2.滤波器选用与微带线的计算
0.5dB切比雪夫滤波器，5阶。

系数：g0=g6=1；g1=g5=1.7058；g2=g4=1.2296；g3=2.5048
微带线的奇偶模特性阻抗计算结果如下：Z0=50欧姆
表1微带线的奇偶模特性阻抗
借助ADS软件的LineCalc计算微带线的W、S、L：
图1 LineCalc计算微带线
表2微带线的奇偶模特性阻抗和W、S、L
3.原理图绘制和仿真
3.1原理图绘制
元件：2个Term，2个接地，1个MSUB，2个MLIN，6个Mcfil，1个SP，连接如图2。

图2 原始原理图（优化之前）
各元件参数设置如下：MSUB：微带线基板；Term：50欧姆；VAR：微带线参数变量
3.2原理图仿真
设置仿真参数：（线性扫描，范围2~3Ghz，步进10MHz）
仿真结果如下：
图3 插入损耗S （2，1）
图4 回波损耗S （1，1）
4.原理图优化与仿真
4.1原理图优化
选择优化目标控件GOAL ，设置参数如下图5；添加优化控件OPTM ，设置参数如图6。

GOAL:三个插入损耗S(2,1)和一个回波损耗S(1,1)，令通带内衰减小于2dB ，端口反射小于-15dB 。

在距离中心频率300Mhz 处衰减大于50dB 。

OPTM:首选Random 模式，其次是Hybrid ，最后是Gradient 。

多次优化，改变方式和次数。

注释：从图3可以看出，m3和m1为指标“在距离中心频率300MHz 处的衰减”指标分别为-53dB 和-66dB ，满足指标要求。

由m2和注释：带通内最大回波损耗约为-8dB ，
图5 优化目标参数设置
图6 优化控件参数设置
4.2优化后仿真
工具栏【simulate】-【simulate】，优化过程中系统会自动打开一个状态窗口显示优化，结果，其中“CurrentEF”表示与优化目标的偏差，当它的值减小到0的时候，表示达到了优化目标，如图7所示，多次优化后，将接近数据的优化结果进行保存【simulate】-Update optimization values。

图7 优化过程状态窗口
图8 优化后的原理图
图9 优化后的S（2，1）曲线图10优化后的S（1，1）曲线
由图9和图10可知，优化后的结果比优化前的数据都有所提高，仿真后的各项指标基本都能达到设计要求（中心频率：2.5GHz；通带带宽：200MHz（2.4~2.6GHz）；插入损耗：小于2dB；阻带衰减：在距离中心频率300MHz处的衰减大于50dB；带内输入输出端口反射系数：小于-15dB）。

滤波器性能良好，说明优化成功，设计方法正确。

5.版图生成和仿真
5.1版图生成
方法：去掉Term、接地、优化控件optm，选择菜单Layout-Generate/Update Layout
图11 微带线版图生成
5.2版图仿真
仿真设置：采样频率范围：2~3GHz; 采样点数：10个点。

图12 微带线版图仿真结果
六、分析总结
本次设计在设计初期要将切比雪夫带通滤波器的低通介数计算准确,这样才能确定正确的元件值为后边的计算做好准备工作:滤波器主要依靠平行耦合微带线设计,所以微带线的奇偶模特性阻抗在计算时要仔细不能出错,要将耦合微带线的宽度、间隙、长度正确的跟耦合级联对应。

微波带通滤波器的传统设计方法大多是通过图表查询和曲线拟合完成,不但工作量大,而且设计精度不高。

本文采用ADS软件对微波带通滤波器进行设计,优化及仿真,进而根据设计结果加工制作微波带通滤波器器件,既减轻了设计者的劳动强度,缩短了设计周期,又提高了设计精度和设计效率,测试结果表明微带带通滤波器ADS优化设计的可行性和有效性。