bandgap环路稳定性

bandgap电路设计报告

Bandgap电路设计报告Bandgap电路1)基准电压产生电路由于在之前tsmc035工艺电路设计中得到过验证且性能良好，本次带隙基准设计继续采用如下电路结构。

下图电路中，左边蓝色框内是BG的启动电路，属于下拉型。

电路上电时，如果输出点电压为0，则M1M3支路无电流，M1栅端电压为高，使得M2导通，将H点电压拉低，从而使电路启动。

之后，输出电压约为1.2，则M3导通，M1栅端电压下降，使得M2截止，启动电路不影响主电路的正常工作状态。

需要注意的是，M3的W/L较大，M1的W/L较小时，M2可以截止的较彻底，从而降低对主电路的影响。

图一基准电压产生电路图一中中间部分（M4-M7 & T1T2 & RaRb & OPA）为基准电压产生的主电路，通过Vbe 与ΔVbe的加权组合来实现零温度系数电压。

其中运放OPA的作用是提供VN=VP这一电压关系，共源共栅结构提高电流复制精度使得结果更加准确。

运放需要注意其正负输入端接入电路的位置，要使得最终形成的环路是负反馈的。

M8M9复制一路电流，供给后端的电流产生电路的运放使用。

通过仿真可以发现，此结构的带隙基准的噪声主要来源于运放、M4M5和RaRb，为降低噪声M4M5的过驱动电压取的较大，同时RaRb电阻值取的较小。

电阻值较小直接导致两路电流都较大，由于三极管的Vbe电压不能偏离700mv太多（否则电压温度曲线特性不好），需要适当调整T1T2的m值。

另外，这里的运放偏置是由运放的输出电压提供的，同时与M4M5的栅端相连，可以考虑运放内部与外电路也形成电流复制的结构。

由于存在环路，我们还必须保持环路的稳定性，考虑到运放需要一定的增益（60dB+）使得VN与VP相等，这里采用两级运放，刚好可以将环路的主极点设置在运放第一级的输出端使环路稳定。

根据以上几点的条件，可以得到运放的结构如下图二所示。

其中的两个P管电流源可以看成是与图一中M4和M5成电流复制结构。

射频(RF)基础知识

●什么是RF？答：RF 即Radio frequency 射频，主要包括无线收发信机。

2. 当今世界的手机频率各是多少（CDMA，GSM、市话通、小灵通、模拟手机等）？答：EGSM RX: 925-960MHz, TX:880-915MHz；CDMA cellular(IS-95)RX: 869-894MHz, TX:824-849MHz。

3. 从事手机Rf工作没多久的新手，应怎样提高？答：首先应该对RF系统(如功能性)有个系统的认识，然后可以选择一些芯片组，研究一个它们之间的连通性(connectivities among them)。

● 4. RF仿真软件在手机设计调试中的作用是什么？答：其目的是在实施设计之前，让设计者对将要设计的产品有一些认识。

5. 在设计手机的PCB时的基本原则是什么？答：基本原则是使EMC最小化。

6. 手机的硬件构成有RF/ABB/DBB/MCU/PMU，这里的ABB、DBB和PMU等各代表何意？答：ABB是Analog BaseBand，DBB是Ditital Baseband，MCU往往包括在DBB芯片中。

PMU是Power Management Unit,现在有的手机PMU和ABB在一个芯片上面。

将来这些芯片(RF,ABB,DBB,MCU,PMU)都会集成到一个芯片上以节省成本和体积。

7. DSP和MCU各自主要完成什么样的功能？二者有何区别？答：其实MCU和DSP都是处理器，理论上没有太大的不同。

但是在实际系统中，基于效率的考虑，一般是DSP处理各种算法，如信道编解码，加密等，而MCU处理信令和与大部分硬件外设（如LCD等）通信。

8. 刚开始从事RF前段设计的新手要注意些什么？答：首先，可以选择一个RF专题，比如PLL，并学习一些基本理论，然后开始设计一些简单电路，只有在调试中才能获得一些经验，有助加深理解。

9. 推荐RF仿真软件及其特点？答：Agilent ADS仿真软件作RF仿真。

运放稳定性分析1~6

目录运放稳定性分析系列1：环路稳定性基础 (2)引言 (2)波特图（曲线）基础 (2)直观元件模型 (5)稳定性标准 (7)环路稳定性测试 (7)环路增益稳定性举例 (10)1/β与闭环响应 (11)运放稳定性系列2：运放网络SPICE分析 (12)引言 (12)SPICE环路增益测试 (12)运放网络与1/β (12)ZF运放网络 (13)运放网络ZI (17)简单运放交流SPICE模型 (19)详细运放交流SPICE模型 (20)附录：空白幅度与相位曲线 (22)运放稳定性分析系列3：RO与ROUT (23)RO和ROUT的定义与推导 (23)从数据资料曲线上计算RO (24)RO 和ROUT要点概述 (26)RO与SPICE仿真 (26)单电源运放的真实RO (27)RO的实测技术 (28)运放稳定性分析系列4：环路稳定性主要技巧与经验 (30)环路增益带宽准则 (31)极点与零点转换技术 (31)十倍频程准则 (32)ZI 和ZF幅度十倍频程准则 (35)双反馈路径 (36)实际稳定性测试 (39)运放稳定性设计分析5：单电源缓冲器电路的实际设计 (41)技术背景： (41)设计要求： (43)设计拓扑： (44)1/β分析： (45)CMOS放大器与Aol注意点： (50)最终缓冲器分析： (52)运算放大器稳定性设计分析6：电容性负载稳定性RISO、高增益及CF、噪声增益 (57)运算放大器示例与RO计算 (58)Aol 修正模型 (59)RISO 及CL 补偿 (63)高增益及CF 补偿 (68)噪声增益补偿 (72)运放稳定性分析作者：Burr-Brown产品战略发展经理Tim Green 来源：德州仪器（TI）公司运放稳定性分析系列1：环路稳定性基础引言本系列所采用的所有技术都将―以实例来定义‖，而不管它在其他应用中能否用普通公式来表达。

为便于进行稳定性分析，我们在工具箱中使用了多种工具，包括数据资料信息、技巧、经验、SPICE仿真以及真实世界测试等，都将用来加快我们的稳定运放电路设计。

多环路稳定性分析

多环路稳定性分析环路稳定性分析通常开始于一个正在研究的装置的开环伯德图。

例如一个Buck或者Flyback变换器的功率部分，从这张图中，设计者可以根据频率范围的变化得出相位和增益的数据。

他的工作是辨别一个交叉频率受相位余量影响的补偿器的结构，最后一步需要研究整个的环路增益在补偿器之后的功率装置一旦环路关断给出补偿器的零点极点以确保稳定。

如果这个过程是单环路的话实现Flyback 变换器加权的工作过程将会变得更加复杂。

本篇文章引用了参考文献1的工作同时探索不同的方法来提供技术给多反馈通道的功率变换器。

TL431 多环路系统单独一个431可以作为一个多通道反馈系统图1根据参考文献2给出了1种双结构的431典型的连线图图1 传统结构的431连线结构观察变换器的直流电压从这张原理图中看出可以看出所谓的低速和高速通道。

TL431可以被称为一个可调的齐纳管或者是分流调整器。

例如由于负载的变化，输出电压变化，这个信息通过R 2/R 3变换然后传递到TL431的输入端，令可调的齐纳管送出或者多或者少的电流进入光耦LED 。

通过调整它的阈值电压进而工作，利用这个方法，一次侧的反馈信号也改变，同时指导控制器调整工作点。

如果输出电压变化太快，通过电阻R 2感应到频率超越了由C 1引入的临界极点。

这时候，对于这个反馈信号通道的ac 补偿就失效了：TL431不再改变工作点、 LED 的阈值电压也就被固定。

然而，尽管LED 的阈值电压被固定，但是通过R LED ，阳极一直在感应着输出电压的变化，这个电流变化是通过光耦影响反馈电压。

因此，即使你增大C 1，对于环路的增益也没有什么影响。

因为R LED 一直在感应着输出电压，这样一个系统的传递公式可以写成如下两个所示的形式：()()()12111s FB OUT V S G S V S R C ⎡⎤=+⎢⎥⎣⎦ (1)这里G 1(S)表达通过光耦CTR ，LED 和连接在电容C 2上的提拉电阻带来的中间频带的增益，从这个表达式中，实际上我们通过解决公式1，可以看出两个环路的出现：()()()()1121s FB OUT V S G S G S V S R C =+ (2)这样一个系统的环路增益可以通过切断环路反馈工作点来测量。

运放稳定性之环路稳定性主要技巧与经验

运放稳定性之环路稳定性主要技巧与经验篇一：运放稳定性分析1~6目录运放稳定性分析系列1：环路稳定性基础 (2)引言.................................................................................................................. .. (2)波特图（曲线）基础.................................................................................................................. .. (2)直观元件模型.................................................................................................................. .. (5)稳定性标准.................................................................................................................. (7)环路稳定性测试.................................................................................................................. . (7)环路增益稳定性举例.................................................................................................................. (10)1/β与闭环响应.................................................................................................................. . (11)运放稳定性系列2：运放网络SPicE分析 (12)引言.................................................................................................................. . (12)SPicE环路增益测试.................................................................................................................. .. (12)运放网络与1/β.................................................................................................................. . (12)zF运放网络.................................................................................................................. (13)运放网络zi................................................................................................................... (17)简单运放交流SPicE模型.................................................................................................................. (19)详细运放交流SPicE模型.................................................................................................................. (20)附录：空白幅度与相位曲线.................................................................................................................. . (22)运放稳定性分析系列3：Ro与RoUT............................................................................................................ ..23Ro和RoUT的定义与推导.................................................................................................................. (23)从数据资料曲线上计算Ro................................................................................................................. (24)Ro和RoUT要点概述.................................................................................................................. (26)Ro与SPicE仿真.................................................................................................................. (26)单电源运放的真实Ro................................................................................................................. .. (27)Ro的实测技术.................................................................................................................. (28)运放稳定性分析系列4：环路稳定性主要技巧与经验 (30)环路增益带宽准则.................................................................................................................. . (31)极点与零点转换技术.................................................................................................................. (31)十倍频程准则.................................................................................................................. (32)zi和zF幅度十倍频程准则.................................................................................................................. (35)双反馈路径.................................................................................................................. . (36)实际稳定性测试.................................................................................................................. .. (39)运放稳定性设计分析5：单电源缓冲器电路的实际设计 (41)技术背景：.............................................................................................................. .. (41)设计要求：.............................................................................................................. .. (43)设计拓扑：.............................................................................................................. .. (44)1/β分析：.............................................................................................................. . (45)cmoS放大器与aol注意点：.............................................................................................................. (50)最终缓冲器分析：.............................................................................................................. .. (52)运算放大器稳定性设计分析6：电容性负载稳定性RiSo、高增益及cF、噪声增益 (57)运算放大器示例与Ro计算.................................................................................................................. . (58)aol修正模型.................................................................................................................. . (59)RiSo及cL补偿.................................................................................................................. .. (63)高增益及cF补偿.................................................................................................................. . (68)噪声增益补偿.................................................................................................................. (72)1运放稳定性分析作者：Burr-Brown产品战略发展经理TimGreen来源：德州仪器（Ti）公司运放稳定性分析系列1：环路稳定性基础引言本系列所采用的所有技术都将―以实例来定义‖，而不管它在其他应用中能否用普通公式来表达。

bandgap电路原理

bandgap电路原理
Bandgap电路原理是一种电子电路技术，可以有效保护电路免受电压变化的影响，同时维持电路的稳定性。

它的原理是利用半导体特性，使电路的电压曲线产生一个斜率变化，从而形成一个“断层”现象，即“bandgap”。

bandgap电路的工作原理是，将两个不同电压源连接到电路中，使电路中的每个部分都具有不同的电压。

当电压发生变化时，电路中的每个部分也会发生变化，从而使整个电路呈现出一个斜率变化，形成一个“断层”现象，即“bandgap”。

在这种现象下，电路的稳定性可以得到有效保护，从而有效地避免了电压变化对电路的影响。

bandgap电路的应用非常广泛，主要用于电压变化的保护，以及电路稳定性的维护。

它可以用于计算机系统中的电源稳定器，以及一些复杂的电路控制系统，这些电路控制系统中可能会受到电压变化的影响。

另外，bandgap电路也可以用于电子产品的设计。

例如，在设计数字电路中，bandgap电路可以用来提供可靠的电压和稳定的电路工作环境，从而使得数字电路更加稳定可靠。

此外，bandgap电路还可用于调节和控制其他电路，如模拟电路、数字电路、接口电路等。

总之，bandgap电路是一种电子电路技术，可以有效地保护电路免
受电压变化的影响，同时维持电路的稳定性。

它的应用非常广泛，可以用于电源稳定器、复杂电路控制系统、数字电路和模拟电路等。

BandGap设计心得

Bandgap也算模拟电路里的重要角色了，差不多可以说有模拟电路的地方就有Bandgap。

从原理上说，目前用的bandgap都离不开两个东西，一个是deltaVbe，一个是Vbe。

前者产生的是一个kt/q形式电压，后者产生的是一个随温度准线性的电压。

而bandgap的输出就则由这两个电压线性组合决定。

至于为什么有温度系数，从最大的因素上说，就来自于Vbe，VBe只是随温度准线性，而另一个电压则是线性度很好的。

原理上知道了，在实际中怎么设计？Vbe好说，就是给二极管（或者说三极管）一个电流。

deltaVbe则离不开一定形式的反馈。

从大的角度讲，一种是用opa设计的，一种是用镜像电流镜设计的，从反馈的角度看，这两种电路是完全不同的。

用opa设计的是一个负反馈，更严格的说，是有两个反馈支路，一正一负，而一定要负反馈强于正反馈，保证整个系统是负反馈。

另一种上面一个电流镜，下面一个电流镜，只是下面电流镜加了diode做degeneration。

这个从系统的角度讲是正反馈，正反馈如果用在电路里，就一定要保证环路增益小于1才能稳定.由于稳定性的要求，所以这两种电路都不能随便把左右互换。

至于仿真稳定性，对于用opa设计的负反馈电路，我的观点很明确，必须把正负反馈两个支路合起来仿真稳定性，否则仿真结果没有任何意义（如果有人争辩说，不是已经理论分析得出了正反馈弱于负反馈吗？那我就要反问仿真的意义是什么？）。

对于正反馈，我不是很清楚稳定的判据，所以一般都是看看增益是否会超过1.在实际的应用中，我很少碰到有很强调温度系数的设计，这似乎和学校里的要求刚好相反。

这也许是因为我设计的电路中ADC和DAC很多都不是测量用的。

偶尔碰到那么几个，其指标也在10bit左右，看了看别人产品的datasheet，也只要求30-60ppm。

与其强调温度系数，反倒不如强调随工艺变化造成的静态输出变化。

所以对于如何在工程上实现一个很好温度系数的bandgap我很感兴趣。

环路稳定性基础

环路稳定性基础引言本系列所采用的所有技术都将“以实例来定义”，而不管它在其他应用中能否用普通公式来表达。

为便于进行稳定性分析，我们在工具箱中使用了多种工具，包括数据资料信息、技巧、经验、SPICE仿真以及真实世界测试等，都将用来加快我们的稳定运放电路设计。

尽管很多技术都适用于电压反馈运放，但上述这些工具尤其适用于统一增益带宽小于20MHz的电压反馈运放。

选择增益带宽小于20MHz的原因是，随着运放带宽的增加，电路中的其他一些主要因素会形成回路，如印制板(PCB) 上的寄生电容、电容中的寄生电感以及电阻中的寄生电容与电感等。

我们下面介绍的大多数经验与技术并非仅仅是理论上的，而且是从利用增益带宽小于20MHz的运放、实际设计并构建真实世界电路中得来的。

本系列的第1部分回顾了进行稳定性分析所需的一些基本知识，并定义了将在整个系列中使用的一些术语。

图字（上、下）：数据资料信息、技巧、经验、Tina SPICE仿真、测试；目的：学习如何用数据资料信息、技巧、经验法则、Tina SPICE仿真及测试来“更容易地”分析和设计运放，以确保环路稳定性；注：用于统一增益带宽小于20MHz的电压反馈运放的技巧与经验法则。

波特图（曲线）基础幅度曲线的频率响应是电压增益改变与频率改变的关系。

这种关系可用波特图上一条以分贝(dB) 来表示的电压增益比频率(Hz) 曲线来描述。

波特幅度图被绘成一种半对数曲线：x轴为采用对数刻度的频率(Hz)、y轴则为采用线性刻度的电压增益(dB) ，y轴最好是采用方便的每主格45°刻度。

波特图的另一半则是相位曲线（相移比频率），并被描绘成以“度”来表示的相移比频率关系。

波特相位曲线亦被绘成一种半对数曲线：x轴为采用对数刻度的频率(Hz)、y轴为采用线性刻度的相移（度），y轴最好是采用方便的每主格45°刻度。

图字（上、下）：Aol曲线、幅度曲线、频率、相位曲线。

幅度波特图要求将电压增益转换成分贝(dB) 。

设计带隙时考虑的几个问题(适合初学者)

熟悉模拟电路的人可能都知道，这里所说的bandgap，指的就是带隙基准电路。

关于这个话题，我想了很久，究竟把它放在什么样的位置合适？因为在模拟IC的过程中，Bandgap总是在这里或那里出现，充当不同的功能模块。

我觉得它是基础的基础，但也因为是基础，感觉更难去把这个话题说清楚。

好在有很多参考书中都有对这一章节的详细阐述，我也不再多说关于工作原理这些方面东西了。

模型就在那里，推导的思路也很清楚。

如果有需要可以去书里参考以下。

假设我们都很清楚地了解了bandgap的工作原理，也已经通过一些仿真工具模拟出了想要的性能指标，那我想可不可以再回过头来问自己这样几个问题：1．关于bandgap电路模型的推导过程，其中忽略了那些非理想因素？2．电路对MOS管，对RES（电阻），对NPN（PNP）管的特性提出怎样的要求？3．Bandgap电路中出现的放大器，哪些性能指标是较为重要的，影响bandgap输出精度的？4．工艺偏差，工作环境变化，电源变化会对bandgap电路造成怎样的影响？能够容忍吗？5．电路中有一条正反馈和一条负反馈通路，如何保证电路工作稳定，不发生震荡？6．电路能够正常启动吗？需要多长的时间建立工作点和达到稳定输出？能满足系统的时间要求吗？7．bandgap的输出负载是怎样的类型？Bandgap的输出是否有足够的驱动能力？怎样处理输出和负载之间的接口问题？在设计你的bandgap的时候，你是否仔细考虑过了上面提到的问题，也清楚地知道了答案？如果没有，那就再从头开始再熟悉一遍吧，直到你能回答出来。

这些问题可能在了解bandgap的工作原理时是注意不到的，但在设计bangap 的过程中，会逐步地暴露出来。

只有很好地解答了上面一些问题，我们才算是基本掌握了bandgap设计的一些准则。

而bandgap的精确设计，还远远不止这些。

1.推导过程忽略的东西书本上都有，仔细看看2.可以假设各种元件存在非理想因素，再对照bandgap公式和推导过程忽略的因素看看会造成什么影响，有多大影响。

vrefbM2(1) (2)理论探讨：图(1)中环路的反馈系数12(R)va-bvm a m bg R g vcvFc vc-==当12m mg g=时12Rm a m bF g R g=-，其中222R||Rb ds be be aR R R=≈<<所以1m aF g R≈，环路增益为A V F，只要单位环路增益的GBW处能稳定就好了。

介绍两种我曾经放仿真过的方法：法1、如图（2）所示，可以将电感取大一点起到隔交流通直流的作用。

c点添加一个交流信号源，通过环路反馈到d端，仿真的时候看0dB时电路是否稳定，由于C点输入d点输出两者之间不存在电压差，c和d两点的相位相同，所以看0dB处相位为0度或者360度电路均稳定。

图（2）这种仿真结构是有缺陷的，电感将放大器的输出端和c点隔离开来，实际上是忽略了放大器的反馈电路的负载效应。

看电路单位增益带宽时的相位是否达到360°是不够精确地。

如：odB时相位为340°，有可能误认为电路没有稳定，会震荡，但是实际电路的负载效应的影响可能已经稳定了。

方法二可以更好的仿真验证环路稳定性。

法2、在（1）图VCC不加直流电压，加一个阶跃方波信号，看vref的瞬态曲线。

如果曲线如黑色线：代表相位裕度过剩，不利于转换速度提高。

红色曲线：表示相位裕度最差。

有点震荡。

蓝色曲线最理想：一个向上的波峰。

相位裕度最理想。

bandgap电路设计报告

Bandgap电路设计报告Bandgap电路1)基准电压产生电路由于在之前tsmc035工艺电路设计中得到过验证且性能良好，本次带隙基准设计继续采用如下电路结构。

下图电路中，左边蓝色框内是BG的启动电路，属于下拉型。

电路上电时，如果输出点电压为0，则M1M3支路无电流，M1栅端电压为高，使得M2导通，将H点电压拉低，从而使电路启动。

之后，输出电压约为1.2，则M3导通，M1栅端电压下降，使得M2截止，启动电路不影响主电路的正常工作状态。

需要注意的是，M3的W/L较大，M1的W/L较小时，M2可以截止的较彻底，从而降低对主电路的影响。

图一基准电压产生电路图一中中间部分（M4-M7 & T1T2 & RaRb & OPA）为基准电压产生的主电路，通过Vbe 与ΔVbe的加权组合来实现零温度系数电压。

其中运放OPA的作用是提供VN=VP这一电压关系，共源共栅结构提高电流复制精度使得结果更加准确。

运放需要注意其正负输入端接入电路的位置，要使得最终形成的环路是负反馈的。

M8M9复制一路电流，供给后端的电流产生电路的运放使用。

通过仿真可以发现，此结构的带隙基准的噪声主要来源于运放、M4M5和RaRb，为降低噪声M4M5的过驱动电压取的较大，同时RaRb电阻值取的较小。

电阻值较小直接导致两路电流都较大，由于三极管的Vbe电压不能偏离700mv太多（否则电压温度曲线特性不好），需要适当调整T1T2的m值。

另外，这里的运放偏置是由运放的输出电压提供的，同时与M4M5的栅端相连，可以考虑运放内部与外电路也形成电流复制的结构。

由于存在环路，我们还必须保持环路的稳定性，考虑到运放需要一定的增益（60dB+）使得VN与VP相等，这里采用两级运放，刚好可以将环路的主极点设置在运放第一级的输出端使环路稳定。

根据以上几点的条件，可以得到运放的结构如下图二所示。

其中的两个P管电流源可以看成是与图一中M4和M5成电流复制结构。

运算放大器的稳定性4―环路稳定性主要技巧与经验

运算放大器的稳定性4―环路稳定性主要技巧与经验运算放大器的稳定性第4部分（共15部分）：环路稳定性主要技巧与经验作者：Tim Green，TI公司本系列的第4部分着重讨论了环路稳定性的主要技巧与经验。

首先，我们将讨论45度相位及环路增益带宽准则，考察了在Aol 曲线与1/β曲线以及环路增益曲线Aolβ中的极点与零点之间的互相转化关系。

我们还将讨论用于环路增益稳定性分析的频率“十倍频程准则”。

这些十倍频程准则将被用于1/β、Aol及Aolβ曲线。

我们将给出运放输入网络ZI与反馈网络ZF的幅度“十倍频程准则”。

我们将开发一种用于在1/β曲线上绘制双反馈路径的技术，并将解释为何在使用双反馈路径时应该避免出现“BIG NOT”这种特殊情况。

最后，我们将给出一种便于使用的实际稳定性测试方法。

在本系列的第5部分中，这些关键工具的综合使用使我们能够系统而方便地稳定一个带有复杂反馈电路的实际运放应用。

环路增益带宽准则已确立的环路稳定性标准要求在fcl处相移必须小于180度，fcl是环路增益降为零时的频率。

在fcl处的相移与整个180度相移之间的差定义为相位余量。

图4.0详细给出了建议用于实际电路的经验，亦即在整个环路增益带宽（f≤fcl）中设计得到135度的相移（对应于45度的相位余量）。

这是考虑到，在实际电路中存在着功率上升、下降及瞬态情况，在这些情况下，运放在Aol曲线上的改变可能会导致瞬态振荡。

而这种情况在功率运放电路中是特别不希望看到的。

由于存在寄生电容与印制板布局寄生效应，因此这种经验还考虑在环路增益带宽中用额外的相位余量来考虑实际电路中的附加相移的。

此外，当环路增益带宽中相位余量小于45度时，即可能在闭环传输函数中导致不必要的尖峰。

相位余量越低及越靠近fcl，则闭环尖峰就会越明显。

180135-135oFrequency90(Hz)450-45Loop Stability Criteria:<-180 degree phase shift at fcl -135 degree phase shift at all frequencies <fcl Why?: Because Aolis not always “Typical” Power-up, Power-down,Power-trans ient ?Undefined “Typical”Aol Allows for phase shift due to real world Layout & Component Parasitics图4.0：环路增益带宽准则图字（上下、左右）：Aolβ（环路增益）相位曲线、-135°“相移”、频率(Hz)、45°“相位余量”环路稳定性标准：在fcl处相移< -180度θ设计目的：在所有< fcl的频率上，都有相移≤-135度原因：因为Aol（开环增益）并不总是“典型”，考虑到实际电路布局与器件的寄生效应，存在着功率上升、下降及暂态现象→这些是未定义的“典型”Aol。

RF常见问题解答

手机RF设计技巧1.什么是RF？答：RF 即Radio frequency 射频，主要包括无线收发信机。

2.当今世界的手机频率各是多少（CDMA，GSM、市话通、小灵通、模拟手机等）？答：EGSM RX: 925-960MHz, TX:880-915MHz；CDMA cellular(IS-95)RX: 869-894MHz, TX:824-849MHz。

3.从事手机Rf工作没多久的新手，应怎样提高？答：首先应该对RF系统(如功能性)有个系统的认识，然后可以选择一些芯片组，研究一个它们之间的连通性(connectivities among them)。

4.RF仿真软件在手机设计调试中的作用是什么？答：其目的是在实施设计之前，让设计者对将要设计的产品有一些认识。

5.在设计手机的PCB时的基本原则是什么？答：基本原则是使EMC最小化。

通常说EMI改善的三大方法就是接地、屏蔽和滤波。

6.手机的硬件构成有RF/ABB/DBB/MCU/PMU，这里的ABB、DBB和PMU等各代表何意？答：ABB是Analog BaseBand，DBB是Ditital Baseband，MCU往往包括在DBB芯片中。

PMU是Power Management Unit,现在有的手机PMU和ABB在一个芯片上面。

将来这些芯片(RF,ABB,DBB,MCU,PMU)都会集成到一个芯片上以节省成本和体积。

7.DSP和MCU各自主要完成什么样的功能？二者有何区别？答：其实MCU和DSP都是处理器，理论上没有太大的不同。

但是在实际系统中，基于效率的考虑，一般是DSP处理各种算法，如信道编解码，加密等，而MCU处理信令和与大部分硬件外设（如LCD等）通信。

8.刚开始从事RF前段设计的新手要注意些什么？答：首先，可以选择一个RF专题，比如PLL，并学习一些基本理论，然后开始设计一些简单电路，只有在调试中才能获得一些经验，有助加深理解。

9.推荐RF仿真软件及其特点？答：Agilent ADS仿真软件作RF仿真。

带有trim值的基准电压可调的带隙基准电压源设计

带有trim值的基准电压可调的带隙基准电压源设计摘要: 针对当前带隙基准电压源无法通过数字信号调节电压的问题，在以共源共栅电流镜为主体结构的带隙基准电压源下加入了TRIM信号，设计了一款基准电压可调的带隙基准电压源。

在 TSMC 65 nm CMOS 工艺条件下，对该带隙基准电压源进行 Spectre 仿真验证。

结果表明: 带隙基准电压源的预设电压为1.25V，设实际在1.246V,环路稳定性PSRR为31.07，工作时功耗Active Current为32.7uA,建立时间Start Up Time为367.226ns，电压在1.185V到1.406V可调。

该带隙基准电压源同时具有输出基准电压可调的特性，具有很高的实用意义。

在模拟集成电路中需要“基准”提供稳定的直流电压、直流电流，这样的基准几乎不受电源电压、温度的影响，由Robert Widla在1971年发明带隙基准电压源技术后，一直广泛应用于ADC/DAC等产品中。

随着设计周期的加快可编程性不仅需要在数字后端，而且需要在模拟前端。

传统的带隙基准电压源经过设置后就无法通过外部数字信号调节，如果想要不同的基准电压就只能通过重新调节电阻比例去计算，这与当今的快节奏设计是不符合的，基于此，在带隙基准电压源的基础上，加入开关管并引入TRIM信号，通过外部信号就可得到不同的基准电压。

1带隙基准电压源的设计1.1基本带隙基准电压源的设计将一个负温度系数和一个正温度系数的电压进行加权相加，就可以得到一个零温度系数的基准电压。

如图1所示一般，双极晶体管中Vbe具有负温度系数，而两个相同双极晶体管工作在不相等的电流密度下（I1/I2=n倍关系），他们的基极-发射极PN结正向电压的差值就与绝对温度成正比图一基本带隙基准产生电路这样的电路设计虽然简单但却经典实用，但是只能得到固定的输出电压，如果在一个电路中需要不同的基准电压就要去重新的调节电阻的比例，这无疑会延长电路的设计周期。

Bandgap(带隙) Circuit

∆V = ∆VR1 + ∆V R 2
R2
R1
VREF
∆V R1 ∆VR 2 = ∗ ∆I + ∗ ∆I = (rR1 + rR 2 ) ∗ ∆I ∆I ∆I
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电压基准结构选择
如果选择R1、R2均为线性电阻，则它们的动态电阻与静态电阻相等。电源电压变化量 ∆V 将仍以原来的静态电阻的分压比分配给R1、R2，最后R1、R2 的分压比与电源电压变化前相比没有改变。所以 ∆ V 与电源电压将等比例变化，S=1，稳压效果不理想。
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补充
Stability Analysis with Bode Plots
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41
END
Q&A
BroadGalaxy Confidential
42
课后练习要求：课后练习要求：
Bandgap2_2v调试，电路如下：
38
bandgap电路设计进阶
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补充
闭环电路的稳定性判据
AV (s ) = A(s ) A(s ) = 1 + A(s )β (s ) 1 + T (s )
− As βA(s = jω ) → -1, the gain goes to infinity and the amplifier can oscillate − In other words, oscillation can occur when βA(jω1 ) = 1 ∠βA(jω1 ) = -1800

运放环路稳定性

运算放大器的稳定性第4部分（共15部分）：环路稳定性主要技巧与经验作者：Tim Green，TI公司本系列的第4部分着重讨论了环路稳定性的主要技巧与经验。

首先，我们将讨论45度相位及环路增益带宽准则，考察了在Aol 曲线与1/β曲线以及环路增益曲线Aolβ中的极点与零点之间的互相转化关系。

我们还将讨论用于环路增益稳定性分析的频率“十倍频程准则”。

这些十倍频程准则将被用于1/β、Aol及Aolβ曲线。

我们将给出运放输入网络ZI与反馈网络ZF的幅度“十倍频程准则”。

我们将开发一种用于在1/β曲线上绘制双反馈路径的技术，并将解释为何在使用双反馈路径时应该避免出现“BIG NOT”这种特殊情况。

最后，我们将给出一种便于使用的实际稳定性测试方法。

在本系列的第5部分中，这些关键工具的综合使用使我们能够系统而方便地稳定一个带有复杂反馈电路的实际运放应用。

环路增益带宽准则已确立的环路稳定性标准要求在fcl处相移必须小于180度，fcl是环路增益降为零时的频率。

在fcl处的相移与整个180度相移之间的差定义为相位余量。

图4.0详细给出了建议用于实际电路的经验，亦即在整个环路增益带宽（f≤fcl）中设计得到135度的相移（对应于45度的相位余量）。

这是考虑到，在实际电路中存在着功率上升、下降及瞬态情况，在这些情况下，运放在Aol曲线上的改变可能会导致瞬态振荡。

而这种情况在功率运放电路中是特别不希望看到的。

由于存在寄生电容与印制板布局寄生效应，因此这种经验还考虑在环路增益带宽中用额外的相位余量来考虑实际电路中的附加相移的。

此外，当环路增益带宽中相位余量小于45度时，即可能在闭环传输函数中导致不必要的尖峰。

相位余量越低及越靠近fcl，则闭环尖峰就会越明显。

18013545Frequency(Hz)90θ-45-135oDesign for: <Loop Stability Criteria:<-180 degree phase shift at fcl-135 degree phase shift at all frequencies <fclWhy?:Because Aol is not always “Typical”Power-up, Power-down, Power-transient ÆUndefined “Typical”AolAllows for phase shift due to real world Layout & Component Parasitics图4.0：环路增益带宽准则图字（上下、左右）：Aolβ（环路增益）相位曲线、-135°“相移”、频率 (Hz)、45°“相位余量”环路稳定性标准：在fcl处相移< -180度设计目的：在所有< fcl 的频率上，都有相移≤ -135度原因：因为Aol （开环增益）并不总是“典型”，考虑到实际电路布局与器件的寄生效应，存在着功率上升、下降及暂态现象→这些是未定义的“典型” Aol 。

环路稳定性分析

R2 =
VOSC gR1 gF0 d MAX g IN gFLC V
FLC ,
(二). 第一个零点频率 FZ 1介于0.1~0.75 FLC 之间，为便于调整，选0.5
C2 =
1 2p gR2 g gFLC 0.5
(三).为了使交越频率以 - 20dB / decade 穿越0dB线,需要将第一个极点设置在 FCE 频点处,则 C 1 可按下式求得:
则零点位于
1 Fz = 2p gR2 g 1 C
1 Fp = 2p gR1 g 2 C
单个零点响应在波特图(幅度增益曲线)上具有按斜率+ 20dB / decade 上升的特点,在零点位置,增益为直流增益加3dB,在相位曲线上,零点
f z 上具有 + 45°的相移.相位在 f z 的两边以 + 45° / decade 斜率变化为 0° 与 + 90° .
图2.1 幅度与相位波特曲线
从图中可以看出,幅度曲线的增益随频率减小,横坐标是以十倍频程变化(十倍频程是按 x10增加或按x1/10减小,从10Hz到100Hz为一个十倍频程).
2. 零极点介绍
如果传递函数为:
1 + sR2 g 1 C G ( s) = 1 + sR1 g 2 C
,极点位于
X2(s) 为控制
开环控制的传递函数为:
X 2 ( s) G1 ( s ) = X 1 ( s)
两个环节串联:
图1.2 两环节控制模型
可以得出:
X 2 (s) G1 ( s ) = X1 (s)
X 3 (s) G2 ( s ) = X 2 (s)
X3 (s) X2 (s) X3 (s) G(s) = = g = G1(s)g 2 (s) G X1(s) X1(s) X2 (s)

Bandgap(带隙)_Circuit

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课后练习要求

指标要求： VREF直流范围：0.7V~0.9V; IREF直流范围：10uA~50uA VREF温度系数：<16ppm,-40DEG~120DEG; VREF 1mV VREF电源电压扫描： ,VDD=1.6V~2V IREF温度扫描: I REF 1A I REF 1A IREF电源电压扫描：闭环STB仿真：phase margin>60degree gain margin>10dB
闭环电路的稳定性判据
AV s As As 1 As s 1 T s
As A(s j ) -1,thegain goes to infinityand the amplifiercan oscillate In other word s, oscillatio n can occur when A(j1 ) 1 A(j1 ) -1800
R2
R1
VREF
V VR1 VR 2
VR1 VR 2 I I rR1 rR 2 I I I
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电压基准结构选择

这说明 V 在R1、R2上的分配与R1、R2的动态电阻成正比。如果我们能让R1的动态电阻很小，R2的动态电阻很大，则 V 大部分落在R2 上，一小部分落在R1上，对电源电压的灵敏度会大大降低，稳压性能就会得到很大提高。
s ( VREF V DD V REF V DD )
(
)

动态电阻：对于一个二端元件，当其端电压变化时，端电压微小增量与端电流微小增量的比值。动态电阻等于 I—V曲线上参考点处曲线斜率的倒数。

一种-100 dB电源抑制比的非带隙基准电压源

一种-100 dB电源抑制比的非带隙基准电压源黄国城;尹韬;朱渊明;许晓冬;张亚朝;杨海钢【摘要】This paper presents a non-bandgap voltage reference, which contains a pre-regulated circuit with a super source follower. The pre-regulated circuit includes a super source follower, which attenuates the impedance from the supply of the core reference circuit to ground. In this way, the pre-regulated circuit provides a relative stable voltage for the core reference circuit, improving the Power Supply Rejection Ratio (PSRR) of the output voltage of the reference. The proposed reference circuit is implemented in standard 0.35 μm CMOS process. Measured results show that the supply range is from 1.8 to 5 V and the quiescent current is only about 13 μA at room temperature. The PSRR at low frequency achieves-100 dB and the PSRR below 1 kHz is better than-93 dB. The active area of the proposed reference is only 0.013 mm2.%该文提出一种非带隙基准电路，通过一个带超级源极跟随器的预调制电路提供一个稳定的电压，为基准核心电路供电。