反激变压器的准谐振模式= QR计算
反激式变压器的计算实例
技术要求：输入电压Vin：90-253Vac输出电压Vo：27.6V00输出电流Io：6A00输出功率Po：166W00效率η：0.8500输入功率Pin：195W00一、输入滤波电容计算过程：0上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压Vdc为115V，则从上图可以得到: 00Vpk=90*1.414=127V0Vmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V00将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低（Vpk-Vmin）V。
00Idc*T3=C*△V00其中：0△V=Vpk-Vmin=127-103=24V00关键部分在T3的计算，T3=t1+t2，t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS，然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为00Vx=Vpksinθx，根据已知条件，Vx=103V，Vpk=127V，可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms/180=3mS，T3=t1+t2=8mS。
0C=1.7*8/24=0.57mF=570uF00二、变压器的设计过程0变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。
00对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。
磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH，Bmax≥0.32T001）DCM变压器设计过程：00开关频率选择80K，最大占空比选择0.48，全范围DCM，则在最低输入电压Vdc下，占空比最大，电路工作在BCM 状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，00Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，从而计算反射电压为Vor=95V 0匝比 n=Vor/(Vo+Vf)=3.32 Vf 为整流二极管压降00计算初级匝数 0计算副边匝数 Ns=Np/n=6.32，选择7匝，00则原边匝数调整为 Np=3.32*7=23匝0计算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照20-27.6V 设计，要求在20V 输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。
反激变压器计算实例
技术要求：输入电压Vin：90-253Vac输出电压Vo：27.6V输出电流Io：6A输出功率Po：166W效率η：0.85输入功率Pin：195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压Vdc为115V，则从上图可以得到:Vpk=90*1.414=127VVmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低（Vpk-Vmin）V。
Idc*T3=C*△V其中：△V=Vpk-Vmin=127-103=24V关键部分在T3的计算，T3=t1+t2，t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS，然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为Vx=Vpksinθx，根据已知条件，Vx=103V，Vpk=127V，可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms/180=3mS，T3=t1+t2=8mS。
C=1.7*8/24=0.57mF=570uF二、变压器的设计过程变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。
对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。
磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH，Bmax≥0.32T1）DCM变压器设计过程：开关频率选择80K，最大占空比选择0.48，全范围DCM，则在最低输入电压Vdc下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，从而计算反射电压为Vor=95V匝比 n=Vor/(Vo+Vf)=3.32 Vf 为整流二极管压降计算初级匝数计算副边匝数 Ns=Np/n=6.32，选择7匝，则原边匝数调整为 Np=3.32*7=23匝计算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照20-27.6V 设计，要求在20V 输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。
反激变压器的详细公式的计算
单端反激开关电源变压器设计单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作.下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。
1、已知的参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定,包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s（或周期T）、线路主开关管的耐压V mos。
2、计算在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量（此处假设为150V)。
反激电压由下式确定：V f=V Mos—V inDCMax-150V反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。
所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。
N p/N s=V f/V out另外,反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态,根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：V inDCMin•D Max=V f•(1—D Max）设在最大占空比时，当开关管开通时,原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。
若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式,否则工作于连续模式。
由能量守恒，我们有下式: 1/2•(I p1+I p2)•D Max•V inDCMin=P out/η一般连续模式设计,我们令I p2=3I p1这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量：L p= D Max•V inDCMin/f s•ΔI p对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1;对于断续模式，ΔI p=I p2 。
可由A w A e法求出所要铁芯：A w A e=(L p•I p22•104/B w•K0•K j)1。
14在上式中，A w为磁芯窗口面积,单位为cm2A e为磁芯截面积，单位为cm2L p为原边电感量,单位为HI p2为原边峰值电流，单位为AB w为磁芯工作磁感应强度,单位为TK0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定,一般为0。
反激变压器的详细公式的计算
单端反激开关电源变压器设计单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。
下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结.1、已知的参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。
2、计算在反激变换器中,副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V）.反激电压由下式确定：V f=V Mos-V inDCMax—150V反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。
所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。
N p/N s=V f/V out另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下,变压器的磁平衡，可以有下式：V inDCMin•D Max=V f•(1—D Max）设在最大占空比时,当开关管开通时，原边电流为I p1,当开关管关断时，原边电流上升到I p2。
若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。
由能量守恒，我们有下式：1/2•（I p1+I p2）•D Max•V inDCMin=P out/η一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量:L p= D Max•V inDCMin/f s•ΔI p对于连续模式，ΔI p=I p2—I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 .可由A w A e法求出所要铁芯:A w A e=（L p•I p22•104/B w•K0•K j)1.14在上式中，A w为磁芯窗口面积，单位为cm2A e为磁芯截面积，单位为cm2L p为原边电感量,单位为HI p2为原边峰值电流，单位为AB w为磁芯工作磁感应强度，单位为TK0为窗口有效使用系数,根据安规的要求和输出路数决定，一般为0。
反激准谐振工作原理
反激准谐振工作原理小伙伴们！今天咱们来唠唠反激准谐振这个超有趣的东西。
咱先来说说反激变换器是啥。
想象一下，就像是一个超级智能的小助手，它能把输入的电能变来变去。
在反激变换器里啊，有个变压器，这个变压器可不像咱们平常看到的那种老老实实传电的家伙。
它有点调皮呢，在开关管导通的时候，它就开始储存能量，就像小松鼠囤坚果一样，把电能都囤在自己这儿。
然后呢，当开关管一关，它就把储存的能量释放出去，给到负载那边。
这一存一放的过程，就像是一场能量的接力赛。
那准谐振又是咋回事呢？这就更有意思啦。
准谐振就像是给这个反激变换器加上了一个魔法咒语。
当开关管关断的时候啊，电路里会发生一些奇妙的变化。
这个时候，电路里的一些元件，像是电感啊、电容啊，它们之间就开始互相作用。
就好像是一群小伙伴在开派对，电感和电容开始玩起了一种特殊的游戏。
你看啊，电感有个特点，它不喜欢电流突然变化，就像一个慢性子的小老头。
电容呢，它对电压的变化也有自己的小脾气。
在准谐振状态下，它们之间的能量交换就变得很有规律。
比如说，电感的能量会逐渐转移到电容上，这时候电容的电压就会慢慢升高。
这个过程就像是海浪一波一波地涌过来，电容的电压就像海浪的高度一样，一点一点地变化着。
而且哦，准谐振还有个很大的好处呢。
它能够降低开关管的损耗。
你想啊，开关管就像一个忙碌的小工人，一直在那开开关关的。
如果没有准谐振这个魔法，它在开关的时候就会消耗很多能量，就像小工人干活累得气喘吁吁还浪费很多力气一样。
但是有了准谐振，就像是给小工人找了个省力的工具，让它在开关的时候能够轻松一些，损耗的能量就少啦。
在这个反激准谐振电路里啊，还有很多小细节值得我们去琢磨。
比如说，电路里的各种参数就像是做菜时的调料一样，得搭配得刚刚好。
电阻的大小、电感的电感量、电容的容量，这些都得相互配合。
如果哪个参数出了问题，就像做菜时盐放多了或者少了一样，整个电路的工作就会变得不正常。
再说说这个电路的工作频率。
反激变换器部分计算公式(重点+原创)
1.414输入电压Min85频率(K)65输出电压12输出效率0.8I=PO /（η*VS）原边直流电流0.124802Ip= I/ [(1-0.5 KRP）*D]原边峰值电流0.445723NP=VS*TON/Ae*B原边匝数90.19887NS =NP*(VO+VF)/VOR副边匝数14.07598Ispk=Ip*NP/NS \\\2*Iout/(1-D)副边峰值电流 2.856192N=NP/NS匝比 6.408Vor=N*(Vo+VF)原边反射电压80.1Lp=Vimin*Dmax ／Ip*f原边感量1659.396BMAX=L*IP/Ae*NP.Bmax验证0.2C=Ispk*Ton/vpp输出电容uf274.7252ESR=vpp/Ipp(IPP为输出电流的10-20%)ESR mR800注意：左边是用来算原边电流有效值的此表格与“开关电源变压器设计+破解过程”这个软件中的计算公式基本相同；在此不同之处只有一处，就是此副边端的输出整流有考虑输出整流管的压降，此表格默认设置为0.5V，而”所以这是”开关电源变压器设计+破解过程“这个软件的不足之处，但可以用此表格与”开关电源变压器磁感应强度Bmax在此最好取0.2或0.2以下，式中取0.2为准。
VS指的是输入最小的直流电压。
通过输出功率的要求来选择合适的AE，并通过AE来筛选合适的磁芯，因为只有合适的磁芯才能使变压器AE的选择可以通过“根据磁芯来算最大的输出功率”求得。
输入直流电压Mmin120.19 D0.4 Ton 6.153846输出电流1原边交流电流0.294118功率因数0.6输入功率15 AE41 Bmax0.2 Vor80.1输出纹波80副边峰值电流1 3.571428输出电流有效值 2.8输出二极管电压31.25624VD=Vout+Vf+Vmin*(Ns/Np)效值的，且与以上原边直流电流（也就是原边直流平均电流）是不一样的；算变压器线径是按照电流有效值；在此，最重要的是反射电压，此表格反射电压一般设为80V(Dmax=0.40)，且可变化，根据占降，此表格默认设置为0.5V，而”开关电源变压器设计+破解过程“这个软件没有考虑输出整流管的压降在内，但可以用此表格与”开关电源变压器设计+破解过程“这个软件的两者结合，用此参考并计算高频反激变压器的参数有合适的磁芯才能使变压器达到最佳(考虑到绕线、散热、耐压等等)。
反激式变压器计算
反激式变压器计算反激式变压器是一种常见的电力变压器，广泛应用于各个领域。
它具有体积小、重量轻、效率高等优点，被广泛用于电源适配器、电子设备等领域。
本文将详细介绍反激式变压器的基本原理、计算方法以及设计要点，希望能给读者带来一些指导意义。
首先，我们来了解一下反激式变压器的基本原理。
反激式变压器是一种将输入电压转换为所需输出电压的装置。
它通常由两个线圈组成，一个被称为主线圈，另一个被称为副线圈。
主线圈通常由一组导线绕制在铁芯上，而副线圈则是由一组绕制在另一个铁芯上的导线组成。
当输入电压通过主线圈时，它会在铁芯中产生一个磁场，从而感应出一个信号电压。
这个信号电压通过电容和其他电子元件进行整流和滤波后得到所需的输出电压。
接下来，我们将介绍反激式变压器的计算方法。
在设计反激式变压器时，首先需要确定所需的输出电压和输出电流。
然后，根据输出电压和输出电流的关系，可以计算出所需的输入电压和输入电流。
一般而言，输入电流大约是输出电流的2-10倍。
此外，还需要考虑到反激式变压器的转换效率，通常为80%-95%之间。
因此，根据所需的输出电压、输出电流和转换效率，可以计算出变压器的功率。
在设计反激式变压器时，还需要注意一些要点。
首先，需要选择合适的铁芯材料和导线材料，以确保变压器的工作效果和热耗损。
铁芯材料通常选择磁导率高、磁现象不明显的材料，如硅钢片。
导线材料则需要选择耐高温、低电阻的材料，以减少能量损耗和电压降。
其次，需要合理设计主副线圈的匝数，以满足输出电压和输入电压的变换要求。
通常，主线圈匝数多于副线圈，该比值可以根据所需的变换倍数来确定。
最后，还需要注意变压器的散热问题，可以采用散热器、风扇等方式来降低温度，确保变压器的正常工作。
综上所述，反激式变压器是一种常见的电力变压器，具有体积小、重量轻、效率高等优点。
在设计反激式变压器时，需要根据所需的输出电压、输出电流和转换效率来计算输入电压和输入电流，并注意选择合适的铁芯材料和导线材料，合理设计主副线圈的匝数，以及解决变压器的散热问题。
反激变压器的详细公式的计算
反激变压器的详细公式的计算(总3页)--本页仅作为文档封面，使用时请直接删除即可----内页可以根据需求调整合适字体及大小--单端反激开关电源变压器设计单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。
下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。
1、已知的参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in 、输出电压V out 、每路输出的功率P out 、效率η、开关频率f s (或周期T)、线路主开关管的耐压V mos 。
2、计算在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f 与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。
反激电压由下式确定：V f =V Mos -V inDCMax -150V反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。
所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。
N p /N s =V f /V out另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：V inDCMin D Max =V f (1-D Max )设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。
若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。
由能量守恒，我们有下式：1/2(I p1+I p2)D Max V inDCMin =P out /η一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： L p = D Max V inDCMin /f s ΔI p对于连续模式，ΔI p =I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p =I p2 。
可由A w A e 法求出所要铁芯：A w A e =(L p I p22104/B w K 0K j )在上式中， A w 为磁芯窗口面积，单位为cm 2A e 为磁芯截面积，单位为cm 2L p 为原边电感量，单位为HI p2为原边峰值电流，单位为ABw为磁芯工作磁感应强度，单位为TK为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为~Kj为电流密度系数，一般取395A/cm2根据求得的Aw Ae值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。
准谐振反激变换器
備註1
DCM(不連續電流模式)優點: 1.開關(MOSFET)為零導通損失 2.良好的輸入電壓/負載暫態變動響應 3.迴授容易達到穩定(單一極點) 4.二極體的逆向恢復時間不是很重要,因為在逆向電 壓出現前,電流就已降至零 5.可使用較小之變壓器 缺點: 1.在開關(MOSFET)和二極體會出現高的峰值電流 2.需要大的輸出電容值,約為操作在CCM時的兩倍
備註2
CCM(連續電流模式)優點: 1.開關(MOSFET)及二極體的峰值電流為操作在 DCM時的一半 2.不需很大的輸出電容 缺點: 1.會有二極體的逆向恢復損失 2.迴授不易達到穩定(兩個極點和一個右半平面的零 點)
綜合以上結論,當你的輸出為高電壓低電流時,最好 設計操作在DCM.反之,如果為高電壓高電流時,則最 好操作在CCM.
這些轉換器正日益走俏，並主要應用於消費電 子市場，但並非每位設計師都了解“準諧振” 背後的原理。
準諧振
“準諧振”通常是指將真實的硬開關轉換器與諧振 網路相結合。與常規的PWM轉換器相比，QR工作 所產生的開關損耗更小，但由於流經MOSFET的 RMS電流增大，因而導致較大的傳導損耗。然而 ，準諧振的主要優點之一在於能夠減小傳導或輻射 干擾的頻譜分量。
準諧振(Quasi-Resonant)反激式轉換器
Prepare by:Steve Huang Date:Aug-20-2008
引言
利用準方波諧振轉換器，亦稱準諧振(QR)轉換 器，可設計出電磁干擾(EMI)特徵波形較小的開 關電源。這些轉換器基於反激式架構，且QR控 制單元包含簡單的邏輯電路(無振蕩器)，從而 使任何SMPS設計工程師都能輕而易舉的理解 準諧振。
反激变压器的详细公式的计算
反激变压器的详细公式的计算反激变压器（即自耦变压器）是一种常见的电力传输设备，用于变换交流电压和电流。
它由一个共享磁场的原/辅助线圈组成，通过互感作用将电能从原线圈传递到辅助线圈。
在本文中，我们将详细介绍反激变压器的计算公式。
反激变压器的核心参数是变比n和耦合系数k。
变比n定义了原线圈和辅助线圈之间的匝数比，它是辅助线圈匝数与原线圈匝数的比值。
耦合系数k定义了原线圈和辅助线圈之间的耦合程度，它可以是0到1之间的任何实数。
当k=1时，变压器的耦合最好，当k=0时，变压器的耦合最差。
以下是反激变压器的详细计算公式：1.辅助线圈的电压（Va）和原线圈的电压（Vp）之间的关系：Va=n*Vp其中，Va是辅助线圈的电压，Vp是原线圈的电压，n是变比。
2.辅助线圈的电流（Ia）和原线圈的电流（Ip）之间的关系：Ia=(1-k)*Ip其中，Ia是辅助线圈的电流，Ip是原线圈的电流，k是耦合系数。
3.辅助线圈的功率损耗（Pa）和原线圈的功率损耗（Pp）之间的关系：Pa=(1-k^2)*Pp其中，Pa是辅助线圈的功率损耗，Pp是原线圈的功率损耗，k是耦合系数。
4.反激变压器的能量传输效率（η）：η=(1-k^2)*100%其中，η是变压器的能量传输效率，k是耦合系数。
5.辅助线圈电流的反向保护电阻（Rb）：Rb=(Va-Vp)/Ia其中，Rb是辅助线圈电流的反向保护电阻，Va是辅助线圈的电压，Vp是原线圈的电压，Ia是辅助线圈的电流。
这些公式可以用于计算反激变压器的各种参数和性能。
在实际应用中，我们可以根据需要调整变比和耦合系数，以满足特定的电路要求。
需要注意的是，这里介绍的公式是基于理想互感器模型的。
在实际变压器中，存在一些实际因素，如电阻、电感和互感损耗等，会对反激变压器的性能产生影响。
因此，在实际应用中，我们还需要考虑这些实际因素，并进行相应的修正和补偿。
总而言之，反激变压器是一种重要的电力传输设备，可以通过变比和耦合系数来调节电压和电流。
解析反激电源以及变压器设计
解析反激电源以及变压器设计对于探讨反激电源以及变压器这个话题，我犹豫了很久。
因为关于反激的话题大家讨论了很多很多，这个话题已经被讨论的非常透彻了。
关于反激电源的参数设计也有多篇文章总结。
还有热心的网友，根据计算过程，自己编写了软件或电子表格把计算做的傻瓜化。
但我也注意到，几乎每天都会出现关于反激设计过程出现问题而求助的帖子，所以，思量再三，我决定还是再一次提出这个话题!我不知道我是否能写出一些有新意的东西，但我会尽力去写好。
不期望能入高手的法眼，但愿能给入门者一些帮助。
纵观电源市场，没有哪一个拓扑能像反激电路那么普及，可见反激电源在电源设计中具有不可替代的地位。
说句不算夸张的话，把反激电源设计彻底搞透了，哪怕其他的拓扑一点不懂，在职场上找个月薪10K的工作也不是什么难事。
提纲1、反激电路是由buck-boost拓扑演变而来，先分析一下buck-boost电路的工作过程。
工作时序说明：t0时刻，Q1开通，那么D1承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下线性上升。
t1时刻，Q1关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过D1，向C1充电。
并在C1两端电压作用下，电流下降。
t2时刻，Q1开通，开始一个新的周期。
从上面的波形图中，我们可以看到，在整个工作周期中，电感L1的电流都没有到零。
所以，这个工作模式是电流连续的CCM模式，又叫做能量不完全转移模式。
因为电感中的储能没有完全释放。
从工作过程我们也可以知道，这个拓扑能量传递的方式是，在MOS管开通时，向电感中储存能量，MOS管关断时，电感向输出电容释放能量。
MOS管不直接向负载传递能量。
整个能量传递过程是先储存再释放的过程。
整个电路的输出能力，取决于电感的储存能力。
我们还要注意到，根据电流流动的方向，可以判断出，在输入输出共地的情况下，输出的电压是负电压。
MOS管开通时，电感L1承受的是输入电压，MOS关断时，电感L1承受的是输出电压。
那么，在稳态时，电路要保证电感不进入饱和，必定要保证电感承受的正向和反向的伏秒积的平衡。
最新反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算
反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算咱先看下在理想情况下的VDS波形上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态！从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢？这里我们引出一个反激的重要参数：反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。
可以用公式表示为VF=VOUT/(NS/NP),（因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的）式中VF为反射电压；VOUT为输出电压；NS为次级匝数；NP为初级匝数。
比如，一个反激变换器的匝比为NP:NS=6：1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/（1/6）=72V。
上边是一个连续模式（CCM模式）的理想工作波形。
下面咱在看一个非连续模式（DCM模式）的理想工作波形从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。
那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM)还是非连续模式（DCM）？是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。
如图所示从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式（CCM)；只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）;介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。
以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。
类似于下图这个图是一个48V输入的反激电源。
从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。
这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。
反激变压器的详细公式的计算
单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。
下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。
1、已知的参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。
2、计算在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。
反激电压由下式确定：V f=V Mos-V inDCMax-150V反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。
所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。
N p/N s=V f/V out另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：V inDCMin•D Max=V f•(1-D Max)设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。
若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。
由能量守恒，我们有下式：1/2•(I p1+I p2)•D Max•V inDCMin=P out/η一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量：L p= D Max•V inDCMin/f s•ΔI p对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 。
可由A w A e法求出所要铁芯：A w A e=(L p•I p22•104/B w•K0•K j)在上式中，A w为磁芯窗口面积，单位为cm2A e为磁芯截面积，单位为cm2L p为原边电感量，单位为HI p2为原边峰值电流，单位为AB w为磁芯工作磁感应强度，单位为TK0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为~K j为电流密度系数，一般取395A/cm2根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。
准谐振反激的原理
准谐振反激的原理、应用及参数计算
时间：2010-09-07 17:23:42 来源：作者：
如果不用固定的时钟来初始化导通时间,而利用检测电路来有效地“感测”MOSFET (VDS) 漏源电压的第一个最小值或谷值,并仅在这时启动MOSFET导通时间,结果会是由于寄生电容被充电到最小电压,导通的电流尖峰将会最小化。
这情况常被称为谷值开关(Valley Switching) 或准谐振开关。
这篇文章的目的目的在于和大家分享关于准谐振反激的原理、应用及参数计算方面的知识。
准谐振QR
Q(Quasi)
R( resonant)
主要是降低mosfet的开关损耗，而mos的开关损耗主要是来源于自身的输出电容。
从上图中，大家可以讨论一下，一般的开关损耗来自于那几个部分的寄生电容产生的。
在传统的非连续模式反激DCM)的停滞时间内，寄生电容将会跟VDC周围的主要电感产生振荡。
寄生电容上的电压会随振荡而变化，但始终具有相当大的数值。
当下一个周期MOSFET导通时间开始时，寄生电容会通过MOSFET放电，产生很大的电流尖峰。
由于这个电流出现时MOSFET存在一个很大的电压,该电流尖峰因此会做成开关损耗。
从上面的图可以看到，准谐振跟一般的传统反激原理基本一样。
Lleak是初级漏感，Rp是初级电阻，Cp是谐振电容;
当副边绕组中的能量释放完毕之后(即变压器磁通完全复位)，在开关管的漏极出现正弦波振荡电压，振荡频率由LP、CP决定，衰减因子由RP决定。
对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置(包括峰顶和谷底)。
反激准谐振中的震荡线路-公式推导
t t1 t0
Ct (Vin NV0 ) ip
(1)
Ip 的数值越大，也即负载电流越大，或者输入电压越低，时间 t 越短，这个近似的方法越接近实 际情况，当在轻载时，Ip 的数值很小，那么按照上式解出的 t 的数值越大，表明时间越长，这个现象 可以从实际的 Vds 的波形上，明显观察到，但是注意的是，此时的 Vds 的上升的波形不是一条陡峭的 直线，而是略显的弯曲的弧线，这是由于已经不能近似的认为在整个 Ct 充电过程中，Ip 的数值保持 不变。 等效电路如下图 2 左。
上式中：
Vct (Vin NVo )
2
1 Vct (Vin NVo ) 1 2
et cos(t ) Vct
(4-4)
e cos(t )
t
Rp 2 Lk
；
2
4 Lk Ct R p
L p Ct 2
2
;
Rp 2 Lk Ct
(0<ε<1); arctg
Vc( s ) i ( s )
1 Vct sCt s
(4)
Vcl Vin NVo 1 Vct V Vin NVo V 3 ct cl 2 1 s s Ct Lk s s R p Ct s s 2 Lk sR p sCt Ct Vct Vin NV Ct Lk 1 V ct R 1 s s(s 2 p s ) Lk Ct Lk
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反激变换器中的振荡现象----公式推导
i
Vin S
SLp
Ip Lp
Rp
1 SCt
MOS 关断之后的等效电路(t0～t１)
反激变压器计算公式
反激变压器计算公式
一、反激变压器的结构
反激变压器由漏感和漏电感，以及漏感变压器和漏电感变压器组成。
漏感变压器的基本结构由负载端电感、主线路电感、辅助线路电感、漏电感和漏感器组成，其中漏感器由桥式架构的铁芯组成，漏电感是由负载端和主线路之间的变压器组成，经过与漏感器连接，能够将负载端和主线路之间的高低压调通。
二、反激变压器的工作原理
当反激变压器工作时，负载端和主线路的电流会经过漏电感，并传流到漏感器中，此时漏感器就开始由高压调到低压，使负载端和主线路的电压得到改变，从而实现该变压器的放电功能。
同时，漏电感的感应电压和漏感器的感应电流也会相互影响，形成一种“反馈”的作用，使变压器的负载和放电过程更加平稳，从而实现变压器的高精确度，在高频脉冲电路中有着很大的用处。
三、反激变压器的额定参数计算
1、负载端电感LF的额定值计算：
计算公式：LF=VF*Δt/Δi
VF：负载端最大输出电压
Δt：反激变压器最大输出时间（单位：毫秒）
Δi：反激变压器最大输出电流（单位：安培）
2、输出线路电感LC的额定值计算：。
反激变压器计算实例
输出电压Vo：输出电流Io：6A输出功率Po：166W效率η：输入功率Pin：195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压Vdc为115V，则从上图可以得到:Vpk=90*=127VVmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低（Vpk-Vmin）V。
Idc*T3=C*△V其中：△V=Vpk-Vmin=127-103=24V关键部分在T3的计算，T3=t1+t2，t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS，然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为Vx=Vpksinθx，根据已知条件，Vx=103V，Vpk=127V，可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms/180=3mS， T3=t1+t2=8mS。
C=*8/24==570uF二、变压器的设计过程变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。
对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。
磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH，Bmax≥1）DCM变压器设计过程：开关频率选择80K，最大占空比选择，全范围DCM，则在最低输入电压Vdc下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，从而计算反射电压为Vor=95V匝比 n=Vor/(Vo+Vf)= Vf为整流二极管压降计算初级匝数计算副边匝数 Ns=Np/n=，选择7匝，则原边匝数调整为 Np=*7=23匝计算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照设计，要求在20V输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。
准谐振反激的原理、应用及参数计算
准谐振反激的原理、应用及参数计算
如果不用固定的时钟来初始化导通时间,而利用检测电路来有效地“感测”MOSFET (VDS) 漏源电压的第一个最小值或谷值,并仅在这时启动MOSFET导通时间,结果会是由于寄生电容被充电到最小电压,导通的电流尖峰将会最小化。
这情况常被称为谷值开关(Valley Switching) 或准谐振开关。
这篇文章的目的目的在于和大家分享关于准谐振反激的原理、应用及参数计算方面的知识。
准谐振QR
Q(Quasi)
R( resonant)
主要是降低mosfet的开关损耗，而mos的开关损耗主要是来源于自身的输出电容。
从上图中，大家可以讨论一下，一般的开关损耗来自于那几个部分的寄生电容产生的。
在传统的非连续模式反激DCM)的停滞时间内，寄生电容将会跟VDC周围的主要电感产生振荡。
寄生电容上的电压会随振荡而变
化，但始终具有相当大的数值。
当下一个周期MOSFET导通时间开始时，寄生电容会通过MOSFET放电，产生很大的电流尖峰。
由于这个电流出现时MOSFET存在一个很大的电压,该电流尖峰因此会做成开关损耗。
从上面的图可以看到，准谐振跟一般的传统反激原理基本一样。
Lleak是初级漏感，Rp是初级电阻，Cp是谐振电容;
当副边绕组中的能量释放完毕之后(即变压器磁通完全复位)，在开关管的漏极出现正弦波振荡电压，振荡频率由LP、CP决定，衰减因子由RP 决定。
对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置(包括峰顶和谷底)。