安捷伦差分器件高级测量与建模白皮书

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对交叉模式的各项，如 SDC21 和 SCD21，还必须进行某些调节，把为每个 模式定义的正确阻抗考虑进去。一般来说，这些项(S21 传输特征)可以表达如下：
(1) 从(1)中，可以确定 a 和 b 的值为：
(2) 其中可以看到，对 Scd 和 Sdc，阻抗项抵消了。VNA 测量前向电压和后向电 压(V+ 和 V-)，因此必须从测得的普通电压波中调节真实模式参数值，公式如下：
波形发生器
调制的 I 和 Q 输入
新输入， 绕过内部合成器
矢量输出 2
DC I & Q 输入， 用于控制载波相位
相位受控的 相干载波输出
相干载波输出 源
调制的 I 和 Q 输入
矢量输出 1
差分输出
图 1. 生成均衡调制信号方框图
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对信号源进行 校准和测试
对许多实际测量应用，必须把平衡的驱动信号路由到 DUT 的最终接口上，通 常是连到在 PC 电路板的布线。对 CW 测量，可以通过矢量网络分析仪(VNA)使用 两步流程校准真实模式信号。第一步是使用其特征参数已经经过仔细测试的功率分 配器，为 VNA 提供参考信号，以校正两条输入线路之间的相位和幅度偏置。第二 步是把差分输出连接到信号源上，检定源输出之间的幅度和相位差。这一检定应在 不同功率电平和频率中完成。
可以使用图9中的放大器模型解释图5中测试的放大器的非线性行为，其中非 线性行为发生在差分输入级之后的输出级，在差分输入级会有相当大的共模抑制。 这里，放大器输出级削掉输出波形的正的部分。在这种情况下，单端输入第一级的 输出信号几乎与真实模式差分驱动看到的信号完全相同。在这个信号把输入驱动到 发生压缩的最后级时，输出信号的压缩方式与从真实差模信号中驱动时的放大器行 为方式相同，如图 10 所示。此外，有趣的是，由于输出上的非对称削波，这个放 大器在进入压缩时产生共模程度更高的信号。一般来说，这种削波表明放大器没有 优化，因为改变偏置电平会提高这个放大器的压缩点。图 11 显示了类似的放大器， 但在这种情况下，输出级会以对称方式削波，导致输出上没有共模信号。注意，单 端驱动和差分驱动将提供完全相同的结果。但是，如果从单端驱动中计算混合模式 参数 SDC21，它也会显示出一定的压缩。相比之下，图 12 显示了使用大的共模信 号驱动放大器的结果。由于共模信号被抑制，因此余下的驱动输出级的信号非常 小，所以没有任何压缩。在这里，通过在第一级增加某些模式转换，即共模到差模 增益，我们可以更多地关注放大器。
图5中真正明显的是，不管是使用纯差模信号驱动，还是从单端测量驱动的混 合模式参数中计算得出，左上象限中的差模增益 SDD21 都完全相同。这个图演示 了对这个差分放大器，没有必要使用真实差模信号进行测试，即使其处于硬压缩 中，并以完全非线性方式工作。相反，在放大器使用共模信号驱动时，非线性行为 会显著变化，真实共模驱动则没有表现出非线性行为。有人指出，为精确地进行对 比，必需形成一致的功率参考。这里，我们选择在小的输出信号一致时，把信号与 相同的输入驱动进行比较。对差模下驱动的信号，必需改变 X 轴(功率轴)，以便对 相同的信号源驱动功率设置，使差分驱动信号是单端驱动信号的两倍(高6 dB)。这 就是为什么差分驱动图的起点要比单端驱动高 6 dB；在信号源相同时，在计算 SDD21 时，单端驱动输入功率比真实差分信号的同等输入值低 6 dB。
许多无线器件的拓扑已经从传统单端输入和输出转向平衡(或差分)输入器件。 以前的研究工作表明，对在线性区域中工作的无源器件或有源器件，从平衡器件中 测量各个单端响应，并以数学方式把结果综合在一起，然后获得差分响应或平衡响 应已经足够了[1]。这里的线性区域是指信号足够小，因此器件行为不会随着信号电 平变化。
可以使用同一系统，测量放大器的单端响应，其方式是先端接一个输入，测 量得到的输出，然后端接第二个输入，测量输出。
调谐的接收机 模式中使用的 VNA，
测量 B1 和 B2
相位相干源
幅度控制
相位控制
DUT
幅度控制 图 2. 使用真实模式信号源和 VNA 校准源测量差分放大器
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对这个系统，输出信号的相位会随着功率电平变化，因此必需在每个功率电 平上校准每个信号的相位。最初，这一校准的目的是为了把差模信号和共模信号的 相位误差降低到<1 度。信号发生器的输出直接输出到 DUT。图 3 显示了得到的增 益，包括差分增益(SDD21)、共模增益 (SCC21)、共模到差模转换(SDC21)和差 模到共模转换(SCD21)。有意思的是，在这一结果中，单端混合模式测量(每个显 示画面中的浅灰色线)不会与低功率时的真实模式测量结果相交。有人会预计，放 大器在低功率时为完美线性，因此结果会完美相交。但是，差分驱动结果，特别是 对共模输入 / 差模输出(右上图)显示的偏差很大，其值要比单端驱动高得多。我们 发现，这一误差是由于测试系统与被测放大器输入匹配交互不理想的源匹配导致 的。在这种情况下，没有完美匹配的放大器的反射会从每个源输出再反射，使真实 共模信号失真，增加少量的差分信号。由于这个放大器中的共模信号抑制程度超过 20 dB，差模信号放大程度为 20 dB，因此在输入上引入差模信号的任何误差，都 会在 SDC21 项中导致很大的误差。
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创建差分源驱动
创建差模或共模驱动信号的难题现在已经因为有了创新结构的信号源而被克 服了，这种结构允许在源输出之间使用任意幅度和相位控制，创建两个 CW 或被调 制源信号。可以以非常精细的分辨率(<0.05 dB 的幅度控制，<0.1 度的相位控制)以 电子方式控制这些输出。在下面的“校准信号源和进行测量”一节中，我们将演示 如果要确定实际有源器件特征，那么必须达到这种精细的控制水平。
图 2 显示了在差分 DUT 上进行 CW 测量的测量系统。VNA 可以同时测量输出 端口之间的功率和相位差。先使用差分驱动信号驱动 DUT，然后测量得到的差模 和共模输出信号，可以测量混合模式 S 参数。然后，应用共模输入驱动，再次测量 共模输出和差分输出。这可以在不同功率电平完成，以确定DUT的非线性响应。输 入参考信号(图中没有画出)路由到VNA参考通道。注意在这种配置下，只测量前向 传输(S21)项。但这对感兴趣的许多非线性测量已经足够了。
图 4. 非线性放大器的混合模式和真实模式测量 — 在使用衰减器改善源匹配以后
为检验这一结果，我们改变校准算法，为驱动信号相位提供 0.1 度的精度。图 5 显示了这一改进结果，其中与校正点有关的步长尺寸现在要小得多。在这种情况 下，使用共模抑制更大和高差模增益的不同的放大器。即使在这种情况下，尽管非 常小，但在 SDC21 轨迹中仍表现了 0.1 度误差的部分假信号。这个系统仍创建了 异常精确、非常纯的真实差模信号、共模信号和单端信号。
(3) 另外从(1)中，差模与共模阻抗比必须是 4:1，因此校正系数变成了：
(4) 在这种情况下，电压是网络分析仪通道 b, a 和 r 上测得的值。因此，在 Sdc 中，功率(X)轴必须再归一化 -3 dB，在 Scd 中，必须再归一化 +3 dB。
图 5. 非线性放大器的混合模式和真实模式测量 — 在改善相位校准以后
图 3. 非线性放大器的混合模式和真实模式测量 — 第一次测试
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图 4 显示了在源驱动输入中增加衰减器时的结果，它把匹配程度改善到好于 35 dB。注意，来自真实模式驱动和混合模式驱动的低功率响应对所有四个差分增 益参数完全相同。但是，我们看到共模到差模转换 SDC21 的行为异常；在源驱动 变化中，响应发生离散的突然变化。这种效应假定是由于驱动信号中的相位误差引 起的。回忆一下原始驱动信号的校准精度达到± 0.5 dB。我们出于方便选择了这 一数字，因为内置信号源在标准驱动配置中的相位增量为 1 度。尽管这似乎已经足 够了，但共模信号 1 度相位误差导致的差模误差信号总计得到了 -35 dB 的不想要 的差分输入信号。这可以从 20log(tan(1 deg))计算得出。这似乎是非常小的信号， 但对这个器件，它放大了 18 dB；而共模信号则降低了大约 20 dB，使输出信号增 强了 38 dB。因此，误差信号导致的输出事实上要大于预计测量的信号。
但是，许多有源器件的行为并不遵循这种模式。例如，放大器的偏置电流可 能会在大信号和小信号之间变化。对这些器件，似乎有必要使用表现出正确幅度和 相位关系的实时信号驱动这些器件。必须在 DUT 的输入端口(+ 和 -)上提供这些驱 动信号，并且与真实差分信号采用相同的幅度及 180 度相位差。以前的研究工作表 明，由于校准残余堆叠效应，使用真实差分和共模驱动(真实模式驱动 -True-mode drive)可能会降低线性系统的不确定性[2]。对测试设备应用，可以使用混合模式创 建这些信号，但很难控制和保持从混合端口到电路的连接的平衡。对线性电路，可 以校正这种不平衡，但对非线性区域中工作的电路，可能必需使用真正平衡的驱动 器。对于在电路中的应用，通常使用平衡 - 不平衡转换器。它放在器件附近，避免 由于其与器件之间的连接引入任何相位偏置。但是，平衡 - 不平衡转换器不允许考 察对共模信号的器件响应，也不允许测量共模到差模转换项。为了明确确定电路的 非线性响应，必需开发一个测试系统，能够驱动CW 和被调制单端、差分和共模信 号，而又不会改变被测器件(放大器)的负载条件。微波研讨会汇编中第一次建议和 报告了这样一个系统[4]，其能够使用各种驱动信号测量差分器件的增益。
安捷伦 差分器件高级测量 和建模
白皮书
摘要 引言
本文回答了“我是否需要真实差分信号，测量我的非线性放大器”的问题。在 测量许多有源差分电路的非线性特点时，测量单端非线性响应、然后再计算差分响 应已经足够了。本文考察了为什么使用单端技术仍能正确测量非线性差分电路，讨 论了测试差分电路时的拓扑考虑因素，提供了试验和模拟结果，加强了这些概念。
图1是新信号源结构的代表性方框图。作为第一个演示系统，每个系统都采用 三个电子信号发生器(ESG)，并具有矢量调制功能。在这种情况下，我们使用安捷 伦 E4438B 型 ESG，但对另两个 ESG 进行了改进。这一款 ESG 作为相干载波为 后面板提供了部分合成器(CW)信号输出，如图 1 下面的 ESG 所示。另两个 ESG 进行改进，在矢量调制器前面提供信号输入，绕过了内部信号源。中间 ESG 的输 入是来自底部 ESG 的相干载波。这个输入通过中间 ESG 的矢量调制器发送，其中 使用 DC 控制，改变输出信号的相位(及在希望时改变幅度)。这个输出信号与底部 ESG 的矢量输出相干，并可以控制相位。这个信号被发送到图 1 中第三个、也就 是顶部的 ESG 上，在传送到矢量输出的过程中，它也可以绕过内部信号源。对被 调制信号，任意波形发生器(ARB)把信号同时发送到底部 ESG 和顶部 ESG，从而 输出信号拥有相同的调制，但仍可能控制载波之间的相位。第二个 ESG 的信号输 出相位受到控制，把输出信号设为 180 度相位差，且幅度相同。在实践中，使用第 一个 ESG 的内置任意波形发生器，驱动第一个 ESG 和第三个 ESG。
图 6. 限制非线性放大器的混合模式测量和真实模式测量 - 注意在使用真实模式信号测量时，与单端混合 模式测量相比差分增益 SDD21 并不相同。
8பைடு நூலகம்
预测非线性行为的电路模型
单端信号可以视为由叠加在共模信号上的差分信号组成，如图 7 所示。现在考 虑这个信号应用到拥有差模增益和共模抑制的放大器上，如图 8 所示。我们可以看 到，尽管应用单端信号，但输出几乎是差分信号。图 9 显示了一个两级放大器，其 中输出级也有共模抑制，输出信号接近纯差分。
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非线性器件上的其它测量
对新的限制型放大器重复上面的测试，结果如图6 [5]所示。在这种情况下，结 果明显不同于图5。特别是，差分增益压缩在单端驱动和真实差分驱动之间不一致。 此外，更加奇怪的是，共模增益在使用真实共模信号驱动时，比使用计算混合模式 的单端信号驱动的压缩程度明显高得多。下面提出了建立这一放大器模型的电路拓 扑及图 5 中测量的放大器。