滤波电感的设计
EMI滤波电感设计
EMI滤波电感设计EMI滤波器正常工作的开关类电源（SMPS）会产生有害的高频噪声，它能影响连接到相同电源线上的电子设备像计算机、仪器和马达控制。
用一个EMI滤波器插入电源线和SMPS之间能消除这类干扰（图1）。
一个差模噪声滤波器和一个共模噪声滤波器能够串联或在许多情况下单独使用共模噪声滤波器。
图1 EMI滤波器的插入一、共模电感设计在一个共模滤波器内，电感的每一个绕阻和电源输入线中的仸一根导线相串联。
（对于电源的输入线来讲）电感绕组的接法和相位是这样的，第一个绕组产生的磁通会与第二个绕组产生的磁通相削. 于是，除了泄漏阻抗的小损耗和绕组的直流电阻以外，电感至电源输入线的插入阻抗为另。
由于磁通的阻碍，SMPS的输入电流需要功率，因此将通过滤波器，滤波器应没有仸何明显的损耗。
共模噪声的定义是出现在电源输入线的一根或二根导线上的有害电流通过电感的地返回噪声源的噪声。
此电流要视共模电感的仸何一个或二个绕组的全部阻抗，因为它不能被返回的电流所抵消。
共模噪声电压是电感绕组上的衰减，应从有害噪声中保持电源输入线的畅通。
1.1、选择电感材料开关电源正常工作频率20KHz以上，而电源产生的有害噪声比20KHz高，往往在100KHz～50MHz之间。
对于电感来讲，大多数选择适当和高效费比的铁氧体，因为在有害频带内能提供最高的阻抗。
当看到公共参数如磁导率和损耗系数就去识别材料是困难的。
图2给出铁氧体磁环J-42206-TC绕10匝后的阻抗ZS和频率的关系曲线。
图2铁氧体磁环的阻抗和频率的关系在1～10MHz之间绕组到达最大阻抗，串联感抗XS和串联电阻RS（材料磁导率和损耗系数的函数）共同产生总阻抗Zt。
图3所示为图2中铁氧体材料的磁导率和损耗系数与频率的函数关系。
由于感抗引起的下降，导致磁导率在750KHz以上的下降；由于电阻取决高频的源阻抗所以损耗系数随频率而增加。
图3铁氧体磁环的磁导率、损耗系数和频率的关系图4给出三种不同材料的总阻抗和频率的关系。
逆变器输出滤波电感设计(周洁敏)
周洁敏调制方式有2种：单极性调制和双极性调制单极性调制（桥）双极性调制（推挽）正弦脉宽调制技术SPWMU 某点正弦波幅值N I f U U D I f U U D I f u U L k L πsin π22o 1o dc max o o d k ,ko,dc βαα⋅⋅⋅⋅-=⋅⋅⋅-=⋅∆⋅-=+最大电感量而且随着正弦波的调制，磁芯的直流工作点按正弦规律（50Hz ）在磁滞回线的1和3象限移动。
可以获得比较稳定的电感材料是气隙磁芯δA cR c R δΦu (t)i （t ）Nl cμ20c A L N μδ=电感不同于变压器，需要储存能量，开气隙后可以储存磁场能量，并使电感量稳定。
即电感为逆变器交流滤波电感中的磁密波形双极性调制单极性调制B L 曲线是曲线Ⅰ减去曲线Ⅱ积分所得，但是很难用精确的数学表达式表示。
输出正弦波输入为AB 端电压波形()t t U u NA B d sin 21π20o AB e L ⎰-=∆ω交流滤波电感不但有基波分量，而且叠加较大的高频分量，磁芯选择不仅要考虑基波损耗，而且要考虑磁芯涡流损耗。
同时线圈中除了流过基波电流，还要流过高次谐波电流，线圈应当考虑高频电流损耗。
纵坐标放大的结果线圈窗口利用率自然冷却经验值K1线圈损耗等于磁芯损耗K2210.707K K各种系数与电感类型的关系决定热阻R T 和允许损耗磁芯损耗线圈损耗损耗热阻最大允许温升决定损耗极限lim /thP T R =∆允许温升由设计需求确定th 20/R K W=。
逆变器输出滤波电感设计 周洁敏
周洁敏调制方式有2种：单极性调制和双极性调制单极性调制（桥）双极性调制（推挽）正弦脉宽调制技术SPWMU 某点正弦波幅值N I f U U D I f U U D I f u U L k L πsin π22o 1o dc max o o d k ,ko,dc βαα⋅⋅⋅⋅-=⋅⋅⋅-=⋅∆⋅-=+最大电感量而且随着正弦波的调制，磁芯的直流工作点按正弦规律（50Hz ）在磁滞回线的1和3象限移动。
可以获得比较稳定的电感材料是气隙磁芯δA cR c R δΦu (t)i （t ）Nl cμ20c A L N μδ=电感不同于变压器，需要储存能量，开气隙后可以储存磁场能量，并使电感量稳定。
即电感为逆变器交流滤波电感中的磁密波形双极性调制单极性调制B L 曲线是曲线Ⅰ减去曲线Ⅱ积分所得，但是很难用精确的数学表达式表示。
输出正弦波输入为AB 端电压波形()t t U u NA B d sin 21π20o AB e L ⎰-=∆ω交流滤波电感不但有基波分量，而且叠加较大的高频分量，磁芯选择不仅要考虑基波损耗，而且要考虑磁芯涡流损耗。
同时线圈中除了流过基波电流，还要流过高次谐波电流，线圈应当考虑高频电流损耗。
纵坐标放大的结果线圈窗口利用率自然冷却经验值K1线圈损耗等于磁芯损耗K2210.707K K各种系数与电感类型的关系决定热阻R T 和允许损耗磁芯损耗线圈损耗损耗热阻最大允许温升决定损耗极限lim /thP T R =∆允许温升由设计需求确定th 20/R K W=。
直流滤波电感设计
直流滤波电感设计
一、直流滤波电感的基本原理
具体来说，当直流信号通过电感时，电感的自感性会导致电流的变化速度减慢，从而滤除高频成分；同时，电感的互感性也会使得电感对高频成分产生阻抗，进一步增强了滤波效果。
因此，电感在电子电路中被广泛应用于直流滤波。
二、直流滤波电感的设计方法
1.选择合适的电感值：电感的大小决定了其对高频信号的滤波效果。
一般来说，电感的值越大，对高频信号的滤波效果越好。
但是同时也要考虑到电感的大小对电路的稳定性和成本的影响。
因此，在设计中需要综合考虑这些因素，选择合适的电感值。
2.考虑电感的直流电阻：电感的直流电阻是电感中电流通过时产生的电阻。
由于直流信号是通过电感的主要信号，因此电感的直流电阻必须尽量小，以减小对直流信号的影响。
3.选择合适的电感材料和制造工艺：电感的材料和制造工艺也会对滤波效果产生影响。
一般来说，选择高导磁材料和适当的制造工艺，可以提高电感的工作效率和滤波性能。
4.保证电感的负载能力：电感在设计中也需要考虑其负载能力。
由于直流滤波电感通常工作在大电流环境下，因此电感的负载能力必须要能够满足电路的需求。
上述是直流滤波电感设计的一些基本原理和方法，通过综合考虑电感的电阻、直流电阻、材料和制造工艺等因素，可以设计出性能稳定、效果
良好的直流滤波电感。
在实际设计中，还需要根据具体的应用需求进行优化和调整。
20170503-开关电源中的EMI滤波电感设计
开关电源中的EMI 滤波电感设计普高（杭州）科技开发有限公司 张兴柱 博士开关电源中的功率变换器工作于高频开关方式，其输入线上的电流含有高频分量，这些高频分量对接在同一供电处的其它电子设备会产生干扰，严重时可能导致其它电子设备的正常工作，为此国际上专门制订了相关的EMI 标准，来限制各种电子设备对外产生的辐射与传导噪声。
其中最常用的传导EMI 标准有CISPR22、VDE 和FCC ，通过测试电子设备的传导EMI 来判断其是否满足相应的EMI 标准。
图1是测试开关电源传导EMI 的线路图，其中供电电源既可以是直流，也可以是交流，图中为交流。
LISN 为测试EMI 的阻抗匹配网络，uH L L 5021==，uF C C 1.021==，Ω==5021R R ，这个网络对于输入的低频分量，其1L 、2L 可看作短路，1C 、2C 可看作开路，所以不影响输入到输出的功率传递；对于蓝色框内开关电源所产生的高频分量，其1L 、2L 可看作开路，1C 、2C 可看作短路，因此开关电源输入线（线1和线2）上的高频电流分量将完全流过1R 、2R ，再将1R 、2R 上的电流信号用频谱分析仪进行测试，就可获得每一根输入线上的电流信号频谱，这些电流信号频率也被叫作传导EMI 噪声频谱，1R 、2R 就是测试传导EMI 的等效负载。
利用传导EMI 的的测试线路，可以将不加EMI 滤波器时的开关电源，所产生的噪声用图2(a)的电路等效，如果再将不加EMI 滤波器的开关电源在高频段用一个噪声电压源和三个噪声阻抗表示的话，则图2(a)的电路可以进一步用图2(b)来等效。
由图2(b)可知，产生传导EMIii (a) (b) 图2： 不加EMI 滤波器的开关电源之EMI 等效电路的根源有三个，一个是EMI 源N v ，一个是EMI 途径1Z 、2Z 和c Z ，再一个就是EMI 的负载1R 和2R 。
等效电路中的EMI 负载是固定的50欧电阻，而变化的是EMI 源及EMI 途径。
半桥变换器输出滤波电感电容的设计(杨苹老师学生)
原理拓扑和主要波形：
输出电感的设计
主输出和从输出的输出电感都不允许进入不连续工作模式，不连 续模式是从电感阶梯斜坡下降至零开始的，这种情况会在直流电流 下降至斜坡幅值的一半时发生。于是
d I = 2 I dc = V L Ton T = (V 1 V 0 ) o n L0 L0
而
V 0 = V1 (2 T on / T )
T
o n
则有：
=
V 0T 2V1
选取Ns，使Vds及相应V1最小值Ton为0.8T/2,于是
T on = 0 .8 T 2 = V 0T 2V1
即
V1 = 1.25V0
综上述 dI = 得
(1.25V0 V0)(0.8T /2) = 2Idc L0
0 .0 5V 0 T I dc
L0 =
如果最小电流 I dc 规定为额定电流Ion的1/10（通常 情况），则：
0 .5V 0 T .5V L0 = I on
以上L0、V0和T的单位分别为亨利、伏特和秒； I dc 为最小输出电流，Ion为额定输出电流，单位 均为安培。
参数确定：
已知：Ion=50A、T=50KHZ、V0=12V 代入公式得：
0.5*12 L0 = = 2.4*106 H 3 50*50*10
80×106 80×106 (80×106)(dI) C0 = = = R0 Vr / dI Vr
式中，C0的单位为安培。
参数确定：
已知： I dc =5A，纹波系数10%（即Vr=12*0.1V) 所以：
Vr 0.12 R0 = = = 0.012 dI 10
假设 则
C0R0 = 80*106
80*106 C0 = = 6.67 *103 F 0.012
直流滤波电感设计
4. 设计磁芯结构
根据磁芯材料和线圈参数，设计磁芯 的结构和尺寸，以满足磁饱和限制和 散热要求。
5. 仿真验证
利用电磁场仿真软件对设计的电感 进行仿真验证，确保性能指标符合 要求。
6. 样品制作与测试
制作样品并进行测试，对比测试结 果与仿真结果，进行必要的调整和 优化。
电感是电子元件中的一种，其工作原理基于电磁感应定律，能够存储磁场能量。 电感的值由其匝数、磁芯材料和尺寸决定，通常用亨利（H）或毫亨（mH）表示。
电感具有阻止交流信号通过而允许直流信号通过的特性，因此常用于滤波电路中。
滤波电感的工作原理
滤波电感的主要作用是滤除电路 中的交流成分，保留直流成分。
当交流电通过电感时，电感会产 生自感电动势，阻碍电流的变化，
对测试数据进行处理和分 析，提取有用的信息。
结果比较和评估
将测试结果与设计要求和 行业标准进行比较，评估 电感的性能。
性能改进
根据测试结果，对电感的 设计和制造过程进行改进， 以提高其性能。
05
直流滤波电感的应用案例
应用场景一：电源供应系统
电源供应系统中的直流滤波电 感主要用于滤除电流中的交流 成分，提高输出电压和电流的
设计优化和注意事项
1. 优化磁芯结构
2. 考虑散热问题
根据仿真结果和实验测试结果，对磁芯结 构进行优化，以提高电感的性能指标。
在设计中应充分考虑散热问题，合理设计 散热结构和材料，以降低电感的温升。
3. 注意磁饱和限制
4. 考虑噪声抑制
在设计中应充分考虑磁芯的磁饱和限制， 合理选择磁芯材料和尺寸，以确保电感在 正常工作条件下不会发生磁饱和现象。
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计
多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计多路输出正激式变换器耦合滤波电感的设计1引言近年来高频开关电源在电子产品中得到广泛应用。
正激式DC/DC变换器以其输出纹波小、对开关管的要求较低等优点而适合于低压、大电流、功率较大的场合。
但正激变换器对输出电感的设计有较高要求，特别在多路输出的情况。
本文分析对比正激变换器多路输出滤波电感采用独立方式和耦合方式的不同特点，讨论了耦合电感的设计方法，给出了一个设计实例，并给出仿真及试验结果。
2正激变换器普通多路输出的分析图1所示为180W正激变换器的变压器及输出部分。
两路输出分别采用无耦合的滤波电感。
其一路输出UO1为：UO1=(Uin1－UV1a)D－UV1b(1－D)=Uin1D－UV1b(1)式（1）中，D为初级开关脉冲的占空比，UV1a、UV1b分别为整流二极管和续流二极管的压降，并假设它们相等。
该电路L的最小值一般由所需维持最小负载电流的要求决定，而电感L中的电流又分连续和不连续两种工作情况。
如果负载电流IO逐步降低，L中的波动电流最小值刚好为0时，即定义为临界情况。
在控制环中，连续状况的传递函数有两个极点，不连续状况只有一个极点。
因而在临界点上下，传递函数是突变的。
图1电路的Uin1,Uin2绕组通常都为紧耦合状态，而每一路LC滤波器的串联谐振频率不相同，这一情况将使控制环在连续状况时传递函数增加新的极点。
在多路输出时，如果辅助输出电压要保持在一定的稳定范围内，则主输出的电感必须一直超过临界值，即一直处于连续状态。
从性能上讲，L过大限制了输出电流的最大变化率，而且带直流电流运行的大电感造价昂贵。
在图1所示的电路中，当UO1保持5V不变时，随着UO2负载上的突然变化，其15.8V的电压有可能突变4V～5V，且在经过数十至数百毫秒后才能恢复。
图1独立滤波电感两路输出正激变换器图2耦合滤波电感的两路输出正激变换器图3图4 图3电路的归一化电路图5 图4电路的重新排列为了简化设计，通常都使电感电流工作于连续状态。
开关电源滤波电感器的设计
开关电源滤波电感器设计
六、半桥变换器输出滤波电感器设计实例: 1、已知条件：
2、设计步骤：
开关电源滤波电感器设计
开关电源滤波电感器设计
开关电源滤波电感器设计
开关电源滤波电感器设计
二、 Buck电感 Buck 变换器输出电感一般工作在连续模式：
一般选取k＝0.05~0.1，ΔI=20%IO纹波电流
开关电源滤波电感器设计
开关电源滤波电感器设计
Байду номын сангаас
开关电源滤波电感器设计
五、输出虑波电感器的主要设计步骤: 1、滤波电感材料的选取 2、根据已知条件规定的允许纹波电流值或K值计算电感量 3、计算滤波电感的储能 4、根据电感器的储能计算所需磁芯的尺寸，利用AP面积法 5、计算电流密度j(J) 6 、计算线圈导体的裸线面积极AXP和线径dXP 7 、计算线圈的匝数N 8、计算磁芯所加气隙长度lg 9 、核算磁通密度Bm 10、计算电感线圈的铜损PCU和铁损PFe 11、计算电感线圈的温升
开关电源滤波电感器设计
一、电感分类
用于开关电源（图8-1）的电感有： ① 单线圈电感－输出滤波电感（Buck）、升压电感（Boost）、 反激电感（Buck-Boost）和输入滤波电感。 ② 多线圈电感－耦合输出滤波电感、反激变压器。 ③ EMI 共模滤波电感。
开关电源滤波电感器设计
电路中，电感有两个工作模式（图8-2）： ① 电感电流断续模式－瞬时安匝（在所有线圈中）在每个 开关周期内有一部分时间停留在零状态。 ② 电感电流连续模式－在一个周期内，电感电流尽管可以 过零（如倍流电路中滤波电感），电感的安匝（磁势） 没有停留在零的时间。
电感的滤波原理
电感的滤波原理电感滤波是一种常用的电子电路滤波技术，它利用电感元件的特性来实现对电路中的高频信号进行滤除或衰减，从而达到滤波的目的。
本文将从电感的工作原理、电感滤波的基本原理和分类、电感滤波器的设计以及电感滤波器的应用等方面进行阐述。
一、电感的工作原理电感是一种储存磁能的元件，它由导体线圈组成。
当通过电感的电流发生变化时，会在电感的周围产生磁场。
根据电磁感应的原理，当电流变化时，电感中会产生电动势，并阻碍电流的变化。
因此，电感对交流信号具有阻抗，可以实现对不同频率信号的阻隔或衰减。
二、电感滤波的基本原理和分类电感滤波是利用电感元件对不同频率的电信号产生不同的阻抗，从而实现对特定频率信号的滤除或衰减。
根据电感滤波的基本原理，可以将电感滤波器分为低通滤波器和高通滤波器两种基本类型。
1. 低通滤波器：低通滤波器允许低频信号通过，而对高频信号进行滤除或衰减。
它的基本原理是通过串联电感元件，在电感的高阻抗作用下，将高频信号滤除或衰减，从而使低频信号可以顺利通过。
2. 高通滤波器：高通滤波器则相反，它允许高频信号通过，而对低频信号进行滤除或衰减。
高通滤波器的基本原理是通过并联电感元件，在电感的低阻抗作用下，将低频信号滤除或衰减，从而使高频信号可以顺利通过。
三、电感滤波器的设计电感滤波器的设计需要考虑滤波器的截止频率、阻带范围、阻抗匹配等因素。
根据滤波器的需求，选择合适的电感元件，并根据电感元件的参数计算滤波器的电路参数。
1. 低通滤波器的设计：低通滤波器的设计关键是确定截止频率。
根据所需的截止频率，选择合适的电感元件，并根据电感元件的电感值和电容元件的容值计算滤波器的截止频率。
2. 高通滤波器的设计：高通滤波器的设计同样需要确定截止频率。
选择合适的电感元件，并根据电感元件的电感值和电容元件的容值计算滤波器的截止频率。
四、电感滤波器的应用电感滤波器广泛应用于各种电子电路中，常见的应用领域包括音频处理、通信系统、电源滤波等。
滤波电感的设计范文
滤波电感的设计范文一、滤波电感的基本原理滤波电感是利用电感元件的自感性质来实现对高频噪声的屏蔽。
电感元件中包含了线圈，当电流通过线圈时，会产生磁场。
当电流改变时，磁场也会改变，从而产生电动势。
这个电动势的大小与电流的变化速率成正比。
根据法拉第电磁感应定律，自感电动势的大小可以由下式表示：V=Ldi/dt其中，V为自感电动势，L为电感的感值，di/dt为电流变化的速率。
在滤波电路中，如果电源电压的频率很高，那么其变化速率也很快。
从而，在电感元件中产生的自感电动势可以抵消电源电压中的高频成分，使得滤波电路输出的电压波形更加平稳。
二、滤波电感的设计要点在设计滤波电感时，需要注意以下几个要点：1.选择合适的感值：电感元件的感值决定了滤波电路对高频噪声的滤波效果。
一般来说，感值越大，对高频噪声的滤波效果越好。
但是需要注意的是，感值过大会导致电感元件体积增大和成本增加。
因此，需要在滤波效果和工程实际要求之间进行权衡。
2.选择合适的材料和结构：滤波电感的性能不仅与感值有关，还与线圈的材料和结构有关。
常用的滤波电感材料有铁氧体、金属铁氧体和磁性材料等。
不同材料的选择会影响电路的性能参数，如自谐振频率和磁导率等。
此外，线圈的结构参数，如层数、匝数和截面积等也需要合理选择，以满足电路的要求。
3.考虑电感电阻和饱和电流：电感元件的电阻会对滤波电路的性能产生影响。
电感元件中存在着由于线圈电阻引起的能量损耗，这会导致电感元件发热并降低滤波效果。
因此，在设计滤波电感时，需要考虑电感元件的电阻值和允许功率损耗，以保证电路的正常工作。
同时，还需要考虑电感元件的饱和电流，以防止电感元件在工作过程中饱和失效。
三、常见的滤波电感类型根据滤波电感的应用和实现方式，可以分为几种常见的类型：1.线圈滤波电感：线圈滤波电感是最常见的一种滤波电感，它利用线圈自感的特性来滤除高频噪声。
线圈滤波电感通常由线圈和磁性材料组成，可用于电源滤波、信号滤波和射频滤波等。
正激变换器中的直流滤波电感设计公式
正激变换器中的直流滤波电感设计公式直流滤波电感的设计公式可以通过以下几个步骤得到：
1.确定输出电压的纹波限制。
直流滤波电感的设计目标是限制输出电压的纹波，通常规定输出纹波电压的最大值。
这个值通常由应用需求或设计要求所决定。
2.计算纹波电流的峰值。
纹波电流是通过直流滤波电感的主要决定因素，它与输出电压的纹波电压和负载电流有关。
纹波电流的峰值可以通过以下公式计算得到：
Iripple = (ΔV / Vout) * Iload
其中，Iripple是纹波电流的峰值，ΔV是输出电压的纹波电压，Vout是输出电压的平均值，Iload是负载电流。
3.选择直流滤波电感的工作频率。
直流滤波电感的工作频率通常与正激变换器的开关频率相同。
根据设计要求和可用的电感值范围，选择合适的工作频率。
4.计算直流滤波电感的感值。
直流滤波电感的感值可以通过以下公式计算得到：
L = ((Vout - Vripple) * Vout) / (2 * f * Iripple)
其中，L是直流滤波电感的感值，Vout是输出电压的平均值，Vripple是输出电压的纹波电压，f是工作频率，Iripple是纹波电流的峰值。
在实际设计中，还需要考虑一些实际因素，如电感的额定电流和饱和电流，以及可用的电感值范围。
因此，根据实际情况对上述设计公式进行调整是必要的。
总之，直流滤波电感的设计公式是通过计算输出电压的纹波电流的峰值和工作频率，来确定电感的感值。
这个公式可以作为起点，根据具体需求进行调整和优化。
开关电源中输出滤波电感的设计计算
开关电源中输出滤波电感的设计计算（图一）（图二）（图三）开关电源次级线圈上的输出电压Uo是脉冲状态（图一），要使脉冲方波变成可供电路使用的直流电，还需要对它进行平滑处理，常用的平滑电路由整流二极管、滤波电容、滤波电感构成。
（图二）㈠. 平滑处理原理（图二）中电感L在电路中既有储能作用，且对交流成分呈高阻抗，能阻止交流成分通过。
电容C1—C4对交流信号呈低阻抗，允许交流成分通过，而对直流呈高阻抗，而阻止直流通过。
感抗：XL=2πfL电感对高频成分呈高阻抗，感抗越大，对高频信号的电抗电压越大，阻止高频成分通过的能力越强。
容抗：XC=1/2πfC电容对直流呈高阻抗，能阻止直流通过，对交流成分呈低阻抗，容抗越小，交流成分就越容易通过。
（图二）中LC的乘积越大对高频成分的平滑作用越好。
为求得最佳电感量，可按下节进行设计计算。
㈡. 开关稳压电源输出的纹波噪声平滑滤波后开关电源输出波形（图三），不难看出，经过(图二)电路平滑后的直流输出中包含了一定的纹波噪声。
它分两部分：纹波：与初级输入工频频率和开关频率同步的波形即为纹波。
噪声：在纹波上的针状毛刺就是噪声。
两类波合在一起称为：纹波噪声。
㈢输出平滑处理电路中电感L的设计计算电感L的计算有如下一些公式：流过电感L的纹波电流△Il为输出电流Io的2%~5%,即：△Il=（0.02~0.05）Io ①△Il=Ton max(Umin-Vf-Vo)/L ②L= DTonmax(Umin-Vf-Vo)/ △Il ③Uo min= T(Vo max+Vf+Vl)/D ④D=Tonmax /T ⑤㈣计算实例输出电压Vo=5V 10%±输出电流Io=开关频率F=200KHz占空比D=0.42次级线圈上的最小电压：开关周期：T=1/F=1/200×103=5μs最大导通时间：Ton max=TD=5×0.42=2.1μS输出最大直流电压： Vo max=5×10%=5.5 V次级线圈上的最小电压：Umin=5×（5.5+0.2+0.4）/2.1=14.5V在一般情况下，滤波电感中通过的电流△Il的值是Io的2%~5%本例取5%根据式②L△Il= Ton max(Umin -Vf-Vomax)/ △Il=2.1(14.5-0.4-5.5)/1=18.06μH取整L=18μH通过的电流为20A。
滤波电感的计算
5.4 滤波电感的分析计算在直流变换电路中，都设有LC 滤波电路，滤波电感中的电流含有一个直流成分和一个周期性变化的脉动成分。
磁场的变化规律如图5-6。
下面以Buck 型直流变换电路为例说明滤波电感的设计方法。
Buck 电路的原理图如图5-10(a)，电感L 的作用是滤除占波开关输出电流中的脉动成分。
从滤波效果方面考虑，电感量越大，效果越明显。
但是，如果电感量过大，会使滤波器的电磁时间常数变得很大，使得输出电压对占空比变化的响应速度变慢，从而影响整个系统的快速性。
一味地追求减小输出电压的纹波成分是不可取的。
所以在设计电感参数时应从减小纹波和保持一定的快速性两个方面去考虑。
(a) (b)图5-10 Buck 电路及其电感的电流1. 电感量的计算首先讨论以限制电流波动为目的的电感量的计算。
由对斩波器的分析可知，电路进入稳定状态后，电感电流在最小值I Lmin 和最大值I Lmax 之间波动变化，波动的幅度为ΔI ，如图5-10(b),电感L 与ΔI 的关系为T D IU L O )1(−∆= （5.29） 可见电感量越大，电流的波动就越小。
一般电流波动ΔI 根据使用要求预先给定，由此来决定电感的大小。
式（5.29）还说明，对于同样的ΔI ，在不同占空比下所需的电感是不同的。
在占空比较小时需要更大的电感。
在电路工作中，如果负载突然变化，输出电流I O 会随之变化，为了保持输出电压U O 不变，占空比必须做相应的变动。
由于滤波器由储能元件构成，不可能立即跟踪占空比的变化，这就会出现一个过渡过程。
我们希望这个过渡过程的时间越短越好。
设负载变化以前的占空比为D 1，负载变化以后的占空比为D 2。
过渡过程时间为T R ，它们之间的关系为)1(12−∆=D D U I L T O R （5.30） 式（5.30）的推导比较复杂，读者可以参考有关资料。
但由上式可以看出，电感越大，对应的过渡过程时间就越大，这说明电感过大对提高快速性是不利的。
高频滤波电感器设计方法
开关电流滤波电感器的设计2006-04-06开关电源中的电感器（高频输出滤波）一般工作在连续状态下，本文就设计过程中的经验与体会总结出来，以形成比较标准的设计步骤，为以后的设计计算提供有利的设计平台。
本文重点在于标准化高频滤波电感器的制作设计步骤，对于电感量如何计算得来，请参阅相关的文献，这里不做讨论；对于工作在非连续状态下的电感器（如大功率电路中的Boost 升压电感器）也不在这里不做讨论，具体的情况参阅后续的总结性材料。
Step 1：根据电路拓扑结构确定电路参数电感量L ，满载直流电感电流FL I ，（最坏情况下的）最大纹波电流pp I D ，最大峰值短路限制电流SP I ，最大允许损耗(max)A P 和最高温升max T D 。
Buck 类最大纹波出现在最高i U 情况下，而Boost 类是在最低i U 时。
Buck 类满载电感电流等于负载电流。
Step 2:根据工作频率和使用场合选择磁芯材料参阅附录A 。
Step 3：决定磁芯工作的最大磁通密度和最大磁通摆幅（受饱和或损耗限制）如果电感工作在电流连续模式，在电流最大峰值短路电流SP I 时，磁芯最大磁感应max B 不应当超过BS (一般功率铁氧体在100℃时为0.3T （3000Gs ）)。
因为磁芯有气隙，气隙对磁芯B －H 曲线有明显的影响，在饱和之前基本上是线性的。
如果磁芯受饱和限制，最大磁通摆幅max B D 由下式计算：SP pp I I B B D =D max max (1)将得到的max B D 值除以2，将峰峰制值（max B D ）变换成峰值（/2max B D ），到损耗曲线图（图1）“磁通密度”（实际峰值磁通密度）坐标，垂直向上交到纹波频率曲线，水平引向到纵坐标，求得磁芯的比损耗L P 。
如果比损耗大大小于3/100cm mW ，磁芯肯定受饱和限制，则计算的max B D 无效；但如果磁芯损耗远大于3/100cm mW 时,磁芯受损耗限制，必须减少max B D 值，以使得损耗在允许范围之内（Step 5）。
滤波扼流圈（差模电感）的设计方法和电感量大小计算方法
滤波扼流圈（差模电感）的设计方法和电感量大小计算方法展开全文电子电路设计过程中中，为了获得平滑的直流电流，将交流电经整流后得到直流电，由于脉动比较大，必须采用电容滤波或电感滤波，以减少整流后的纹波电压，虽然许多小功率的整流电路，只需在整流后并联上一只大容量的电解电容器，即可满足要求。
但对直流负载功率达几百瓦的整流电路，单靠电容器滤波是不够的，因为加大电容器的容量，它的体积也要增大，另外，当负载电流变化时，直流电压的波动也会增大，输出特性变差。
如果在整流后采用一个滤波扼流圈，也就是一般说的电感，与电容器配合接成π形滤波电路，或者接成倒L 形滤波电路，那么，滤波效果要好得多了，见图1所示。
如何确定滤波扼流圈的电感量L？在图1中，先计算负载电阻的阻值:(Ω)那么，滤波扼流圈的电感量L可以根据负载电阻的大小，按下式计算电感量L:(亨)当电源频率f=50Hz时，则(亨)例如: 经整流、滤波后的负载电压为24V，直流电流I为5A。
此时负载电阻=4.8Ω。
那么要求滤波扼流圈的电感量L:即电感量为5毫亨，直流电流为5A。
由于在滤波扼流圈中通过的是脉动直流电流，其中主要的是直流成分，也有少量的交流成分，即在交直流同时磁化下工作的。
因此在铁芯中产生很强的直流磁通，甚至使铁芯中的磁通达到饱和状态。
制造这样的扼流圈，在铁芯的磁路中都留有一定的空气隙lg以防止直流磁通的饱和。
滤波扼流圈的铁芯体积V、线圈匝数N和空气隙lg，是由三个有相互关系的电气参数，即:电感量L、直流磁化电流I和线圈两端的交流的电压U~而决定的。
滤波扼流圈的匝数、和通过的直流电流，因而在铁芯中产生直流磁通，同时在直流电流中还含有纹波电压，因此在铁芯中也含有一部分交变的磁通，它叠加在直流磁通上，见图2所示。
滤波扼流圈的磁路是由铁芯的磁路长度和空气隙lg两部分组成。
虽然磁路长度极大于空气隙lg，但这两部分是不能直接相加的。
因为这两部分的导磁率μ是不同的，在空气隙中的导磁率是1，而在铁芯中的导磁率视铁芯的饱和程度而定。
半桥变换器输出滤波电感电容的设计(杨苹老师学生)
另外，对于铝电解电容器，在很大容值及额定电压范围内， 5 1 6 0 1 6 0 其的乘积基本不变。铝电解电容的范围是 ~× 0 8 × 0 因此可选为
80×106 80×106 (80×106)(dI) C0 = = = R0 Vr / dI Vr
式中，C0的单位为安培。
参数确定：
已知： I dc =5A，纹波系数10%（即Vr=12*0.1V) 所以：
输出纹波几乎完全由滤波电容的esr等效串联电阻的大小决定而不是由电容本身的大小决定纹波电压峰峰值另外对于铝电解电容器在很大容值及额定电压范围内其的乘积基本不变
半桥变换器输出滤波电感电容的设计
Team of Yang
设计要求：
1、设计50KHZ、600w（12V，50A）半桥变换器 220 用的高频变压器，输入额定网压220，波动 10%，输入整流滤波电路Ud=1.2U 2、设计该变换器输出滤波电感和电容，输出电 流范围（5A~50A）输出电压纹波1%
而
V 0 = V1 (2 T on / T )
T
o n
则有：
=
V 0T 2V1
选取Ns，使Vds及相应V1最小值Ton为0.8T/2,于是
T on = 0 .8 T 2 = V 0T 2V1
即
V1 = 1.25V0
综上述 dI = 得
(1.25V0 V0)(0.8T /2) = 2Idc L0
0 .0 5V 0 T I dc
0.5*12 L0 = = 2.4*106 H 3 50*50*10
输出电容的设计
输出电容的选择应满足最大输出纹波要求。输出纹波 几乎完全由滤波电容的ESR（等效串联电阻）的大小决 定，而不是由电容本身的大小决定，纹波电压峰峰值 Vr为
逆变器滤波电感磁设计
逆变器滤波电感磁设计概述逆变器是将直流电转换为交流电的装置，在逆变器输出的交流电中，存在一定的谐波成分。
为了减少这些谐波对电网的影响，需要设计逆变器滤波电感磁。
滤波电感磁能够有效地滤除谐波成分，保证逆变器输出电流的纯度和质量。
滤波电感磁的作用滤波电感磁主要有以下几个作用：1.滤除谐波：逆变器输出的交流电中存在谐波成分，这些谐波对电网造成干扰，甚至可能损坏其他设备。
滤波电感磁可以通过改变电路的电感值来过滤掉谐波，使输出电流更加纯净。
2.平滑输出电流：逆变器输出的电流在短时间内可能会发生较大波动，滤波电感磁可以通过储存磁能的方式，使输出电流变得更加平滑，减少电流的尖峰和波动。
3.阻抗匹配：逆变器的输出电阻与电网的负载电阻之间存在一定的不匹配，滤波电感磁可以通过改变阻抗值来实现逆变器与电网的匹配，提高电能传输效率。
滤波电感磁的设计要点1.电感值选择：滤波电感磁的电感值应根据逆变器输出电流和电网负载电流的频率特性来确定。
一般情况下，电感值的选择应满足阻抗匹配的要求，同时能够滤除主要的谐波成分。
2.材料选择：滤波电感磁的磁芯材料应具有较高的饱和磁感应强度和低的铁损耗，以保证高效的能量传输。
3.绕组设计：滤波电感磁的绕组应根据电感值和额定电流来确定匝数和截面积。
为了减小温升和能量损耗，绕组应采用合适的线径和绝缘材料。
4.绝缘设计：滤波电感磁的绕组与磁芯之间应有足够的绝缘层来防止短路和放电。
绝缘层的材料选择应具有良好的耐热性和绝缘性能。
滤波电感磁的设计流程滤波电感磁的设计可按以下步骤进行：1.确定需求：根据逆变器输出电流和电网负载电流的频率特性，确定所需滤波电感磁的电感值。
2.材料选择：根据设计需求和预算限制，选择适当的磁芯材料。
3.绕组设计：根据所选磁芯尺寸和电感值，计算绕组的匝数和截面积。
4.绝缘设计：根据设计需求和安全性要求，选择适当的绝缘材料和厚度。
5.性能评估：通过模拟或实验，评估设计的滤波电感磁的性能，包括阻抗匹配、谐波滤波效果和温升等。
电感滤波的接法
电感滤波的接法引言电感滤波是一种常用的电子电路设计技术，用于去除电路中的高频噪声，使得信号更加纯净和稳定。
本文将深入探讨电感滤波的接法，包括电感的基本原理、常见的电感滤波电路和其工作原理等。
电感的基本原理电感是一种通过导线卷绕产生的电磁元件。
当电流通过电感时，会在电感的周围产生一定的磁场。
磁场的强度与电流的变化速度成正比，磁场的方向与电流的方向有关。
当电流变化时，电感中产生的磁场会储存能量，并且当电流变化趋于稳定时，电感中释放出储存的能量。
常见的电感滤波电路1. 单级电感滤波器单级电感滤波器由一个电感和一个负载电阻组成。
其接法如下： - 将电感串联在输入端和输出端之间 - 将负载电阻并联在输出端2. π型电感滤波器π型电感滤波器由两个电感和一个负载电阻组成。
其接法如下： - 将一个电感串联在输入端和输出端之间 - 将另一个电感与输入端和地之间并联 - 将负载电阻并联在输出端3. T型电感滤波器T型电感滤波器由三个电感和一个负载电阻组成。
其接法如下： - 将一个电感串联在输入端和输出端之间 - 将另一个电感与输入端和地之间并联 - 将第三个电感与输出端和地之间并联 - 将负载电阻并联在输出端电感滤波的工作原理电感滤波器利用电感的特性来实现信号的滤波。
其主要工作原理如下： 1. 低频信号通过电感时，电感的阻抗较低，电流容易通过，滤波器对低频信号几乎没有影响。
2. 高频信号通过电感时，电感的阻抗较高，电流难以通过，滤波器对高频信号起到屏蔽作用，使其不能进入负载端。
电感滤波器的特点•电感滤波器可以很好地滤除高频噪声，提高电路的抗干扰能力。
•电感滤波器具有较好的线性特性，对信号进行滤波时不会产生明显的失真。
•电感滤波器的频率响应特性较为平坦，在通频带内均能滤除高频噪声。
使用电感滤波器的注意事项1.选取合适的电感值和滤波器类型，以满足对不同频率信号进行滤波的要求。
2.电感滤波器在电路中会引入一定的功耗，在设计中需要考虑电感的电流承受能力和功率损耗。
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1. 滤波电感的设计
在全桥逆变器中，输出滤波电感是一个关键性的元件，并网系要要求在逆变器的输出侧实现功率因数为1，波形为正弦波，输出电流与网压同频相同。
因而，电感值选取的合适与否直接影响电路的工作性能。
对电感值的选取，可以从以下两个方面来考虑： ① 电流的波纹系数
输出滤波电感的值直接影响着输出纹波的大小，由电感的基本伏安关
系dt Ldi V /=可得：dt t i Ton
f
i
L
v ⎰=∆0
)( （5-14）
其中)(t v l 电感两端电压，考虑到当输出电压处于峰值附近，即
V
v N o
t max
)(=时，输出电流波纹最大，设此时开关周期为T ，占空比为
D,则有下式：
L
V f
N i max =∆ （5-15）
另外，根据电感的伏秒平衡原理，我们可以得到，
T D DT V V V
N dc N )1)((max max
--= （5-16）
于是求得，
V
V V dc
N dc
D max
-= （5-17）
从（5-15）、（5-16）式可得，
V V V V
L
dc
N dc N f
i T ∆-=)(max max
（5-18）
在本系统中，,400,5.9,3112202max V A V V I V dc N N ===⨯=开关管的工作频率,125,8us T kHz f ==取电流波纹系数,15.0=r i 则由式（5-18）计算可：
mH L
f
1.6400
15.05.910125)311400(3116
≈⨯⨯⨯⨯-⨯=-
因此，要保证实际电流纹,425.115.05.9A i I r N i =⨯=≤∆则滤波器电感满足mH L f 1.6≥。
②从逆变器的矢量三角形关系可知，
V
I L V
N
N
f
o
j +=ϖ
（5-19）
于是，它们的基波幅值满足下式
V I L
V N N f
o 2
2
2
)(+=ϖ
（5-20）
由正弦脉宽调制理论可知，
V V
dc o
m = （5-21）
其中，m 为调制比，且,1≤m 从而：
V V I L
dc N N f
2
22
)(≤+ϖ
（5-22）
于是，我们可以得到下式：
mH L
f
4.375
.95022204002
2=⨯⨯-≤π 综上，滤波电感的取值范围为mH mH L f 4.361.6≤≤。
在实际设计过程中，由于电感的体积、成本等因素的影响，一般只需考虑电感的下限值，即取稍大于下下至即可。
另外需要特别指出的是，以上的计算是建立在额定输出电压，即V V N 220=的基础上，考虑到实际情况
下网压的波动范围，在设计电感时最终选取电感值mH L f 7=，电感的额定电流为A 11。
1.输入电容的设计
假设电网电压和电网的电流只含有基波分量并且相同，则注入到电网的瞬时功率为：
)(2sin 2
t grld grld grld
P P
⋅⋅=ϖ （5-24）
其中P grld 是注入电网的平均功率，ϖgrld 是角频率，t 是时间。
因此，中间直流侧电压有小的脉动，同时由前述的Boost 的光伏阵列的输出电流是在直流之上叠加了一个高频分量。
同时雷击等尖峰电压和一些额外的因素引起的波动会对逆变器造成影响。
因此有必要设置输入电容，使其与光伏阵列与逆变器之间的导线上的分布电感组成一个低通滤波，使各部分产生的干扰尽量不影响另一部分。
由经验值可得:输入电容的值一般取F μ500。
考虑到耐压，我们选取2个V F 400/1000μ的电解电容进行串联。
由于电容的串联涉及到均压的问题，采用并联均压电阻的措施。
采用每组并联的电容上并联一个K 100电阻，由三个W K 1/33电阻串联组成。
5.3.3功率因数（PF ）
当逆变器的输出大于其额定输出的20%，平均功率因数应不小于0.85（超前或滞后），当逆变器的输出大于其额定输出的50%，平均功率因数不应小于0.95（超前或滞后）。
一段时期内的平均功率因数（PF ）公式：
P P
P REACTIVE
REAL
REAL
PF 2
2+=
(5)
式中：
E REAL
——有功功率； E
REACTIVE
———无功功率。
注1：在供电机构许可下，特殊设计以提供无功功率补偿的逆变器可超出此限制工作； 注2：用于并网运行而设计的大多数逆变器功率因数接近1。
5.3.5工作频率
逆变器并网时应与电网同步运行。
逆变器交流输出端频率的允许偏差为,5.0Hz ±电网额定频率为Hz 50。
5.3.6直流分量
并网运行时，逆变器向电网馈送的直流电流分量应不超过其输出电流额定值的0.5%或5mA,应取二者中较大值。
5.4.2发射要求
)a 在居住、商业和轻工业环境中正常工作的逆变器的电磁发射
应不超过GB 17799.3规定的发射限制；
)b 连接到工业电网和在工业环境中正常工作的逆变器的电磁发
射不应超过GB 17799.3规定的发射限制。
2.3太阳电池阵列输出功率数学模型
本文采用TRW 太阳电池阵列输出功率数学模型[3,4]。
任意太阳辐射强度)(2-⋅cm mW R 和环境温度)(C o a T 条件下，太阳电池温度)(C o c T
为
R T T T c a c ⋅+= (21) 设在参考条件下，I sc 为短路电流；V oc 为开路电压；I m 、V m 为最大功率点电流和电压，则当光伏阵列电压为V ，其对应点电流I 为：
⎥
⎥⎦⎤
⎢⎢⎣
⎡⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡--=⋅1121V c e oc V sc C I I
（22）
V c V e
oc
m
I
I C sc
m
⋅-=2)/1(1
（23） {})/1ln(/)1/(2
I I V V C sc
m
oc
m
--= （24）
考虑太阳辐射变化和温度的影响时，
DI V c e oc DV V sc C I I
+⎥
⎥⎦⎤
⎢⎢⎣
⎡⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡--=--1121
（25）
I R R R R DI sc ref ref DT )1/()/(-+=α （26）
DI R DT DV
s ⋅-⋅-=β （27）
T
T DT ref
c
-= （28）
其中，R ref 、T ref 分别为太阳辐射和光电池温度参考值，一般分别取为2/1m KW 和C o 25;α为在参考日照下的电流变化温度系数（C Amps o /）;β为在参考日照下的电压变化温度系数（C V o /）；R s 为光伏阵列的串联电阻。
2.4逆变器输出功率数学模型 逆变器输出功率为
B P P P
out NL in out
/)(-= （29）
其中，P out 为输出功率；P in 为输入功率；P NL 为无载功率；P RO
为额定输出功率；P out 为常数，表明输入与输出间的关系，由下式决定
P P P B
RO NL R
RO out
/)/(-=η （30）
其中，ηR 为逆变器的效率。