RF高功率线性PA原理介绍(数字预失真) LPAP2原理介绍PPT课件
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射频设计概要PPT课件
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基本参数
• 噪声系数
噪声系数是用来衡量射频部件对小信号的处理能力，通常这样定义： 单元输入信噪比除输出信噪比，如下图：
对于线性单元，不会产生信号与噪声的互调产物 及信号的失真，这时噪声系数可以用下式表示：
Si Ni NF So No
P Pno表示输出噪声功率，Pni表示输入 n N G P 噪声功率，G为单元增益。 n F
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基本参数
dBm
dBm 是 一 个 考 征 功 率 绝 对 值 的 值 ， 计 算 公 式 为 ： 10lgP （ 功 率 值 /1mw ） 。 10lg（2W/1mw）=10lg（2000）=10lg2+10lg1000=33dBm
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基本参数
• 回波损耗
回波损耗也是射频上用得比较多得一个名词，它和前面得反射系数、 驻波比都是用来反映端口得匹配状况的。回波损耗表示端口的反射波 的功率与入射波功率之比。回波损耗与反射系数的关系为：
回波损耗＝20log（） 由公式可以计算：回波损耗为26dB时，对应的反射系数为0.05，驻波 比为1.1。由此也可以估计一下，驻波为2时的回波损耗是多少 （9.5dB），也就可以理解对于功放后级的驻波要求为何严格。
失真可以分为 线性失真 非线性失真
• 产生线性失真的主要有一些滤波器等无源器件 • 产生非线性失真的主要有一些放大器、混频器等
有源器件 • 另外射频通道还会有一些加性噪声和乘性噪声的
引入。
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基本参数
• 非线性幅度失真
非线性幅度失真常用1dB压缩点、三阶交调、三阶截止点等指标衡量， 下面分别讨论这三个指标。
• 电容：一个充电的绝缘导电物体潜在具有的最大电荷率，单位：法 拉，F
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基本参数
• 噪声系数
噪声系数是用来衡量射频部件对小信号的处理能力，通常这样定义： 单元输入信噪比除输出信噪比，如下图：
对于线性单元，不会产生信号与噪声的互调产物 及信号的失真，这时噪声系数可以用下式表示：
Si Ni NF So No
P Pno表示输出噪声功率，Pni表示输入 n N G P 噪声功率，G为单元增益。 n F
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基本参数
dBm
dBm 是 一 个 考 征 功 率 绝 对 值 的 值 ， 计 算 公 式 为 ： 10lgP （ 功 率 值 /1mw ） 。 10lg（2W/1mw）=10lg（2000）=10lg2+10lg1000=33dBm
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基本参数
• 回波损耗
回波损耗也是射频上用得比较多得一个名词，它和前面得反射系数、 驻波比都是用来反映端口得匹配状况的。回波损耗表示端口的反射波 的功率与入射波功率之比。回波损耗与反射系数的关系为：
回波损耗＝20log（） 由公式可以计算：回波损耗为26dB时，对应的反射系数为0.05，驻波 比为1.1。由此也可以估计一下，驻波为2时的回波损耗是多少 （9.5dB），也就可以理解对于功放后级的驻波要求为何严格。
失真可以分为 线性失真 非线性失真
• 产生线性失真的主要有一些滤波器等无源器件 • 产生非线性失真的主要有一些放大器、混频器等
有源器件 • 另外射频通道还会有一些加性噪声和乘性噪声的
引入。
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基本参数
• 非线性幅度失真
非线性幅度失真常用1dB压缩点、三阶交调、三阶截止点等指标衡量， 下面分别讨论这三个指标。
• 电容：一个充电的绝缘导电物体潜在具有的最大电荷率，单位：法 拉，F
射频功率放大器PPT课件
性 当
阻 于
抗 一
Z个C反)，相因变为压输器出。电
压
与
输
入
电
压
反
相
，
所以
• 传输线变压器在变压器模式工作时，主要作用是在输 入端和输出端之间实现阻抗转换、平衡不平衡变换等。 为了使输出电压倒相，2端必须接地（见图3.23b）。 传输线变压器将传输线绕在磁心上，在1～2端有较大 的感抗存在，信号源就不会被短路；同样，4～3端也 有感抗存在，负载也不会被短路。如图3.23c所示，输 入信号和负载分别加在其一次侧的1～2端和二次侧的 3～4端绕组上。其中输入信号加在绕组上的电压为u， 与传输线上的始端电压相同；通过电磁感应，在负载 RL上产生的电压也为u，与传输线终端电压相同。
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图3.21 T形匹配网络 图3.22 T形网络的分解
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• 上述π形和T形匹配网络都可以看成L形匹配网络的 串接组合网络，这种L形网络既有阻抗变换作用，又 有阻抗补偿特性，因此被广泛应用在射频功率放大 器的匹配网络中。
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3.3.3传输线变压器匹配网络
1 传输线变压器结构与等效电路 • 传输线变压器是将传输线绕在磁环上构成的，传输
线可以采用同轴电缆、带状传输线、双绞线或高强 度的漆包线，磁心采用高频铁氧体磁环(MXO)或镍 锌(NXO)。频率较高时，采用镍锌材料。磁环直径 小的只有几毫米，大的有几十毫米，选择的磁环直 径与功率大小有关，一个15W功率放大器需要采用 直径为10～20mm的磁环。传输线变压器的上限频 率可高达几千兆赫，频率覆盖系数可以达到104。 • 一个1∶1的倒相传输线变压器的结构示意图如图 3.23所示，采用2根导线(1～2为一根导线，3～4为 另一根导线)，内阻为RS的信号源uS连接在1和3始 端，负载RL连接在2和4终端，引脚端2和3接地。
常见RF指标的内在和意义PPT课件
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EVM（调制误差矢量）
首先，EVM是一个矢量值，也就是说它有幅度和角度，它衡量的是“实际信号与理想信号的误差”，这个量度可以有 效的表达发射信号的“质量”——实际信号的点距离理想信号越远，误差就越大，EVM的模值就越大。 从起源上讲，3GPP是蜂窝通信的演进道路，从一开始就不得不关注邻信道、隔信道（adjacent channel, alternative channel）的干扰。换句话说，干扰是影响蜂窝通信速率的第一大障碍，所以3GPP在演进的过程中，总是以“干扰最 小化”为目标的：GSM时代的跳频，UMTS时代的扩频，LTE时代RB概念的引入，都是如此。 而802.11系统是固定 无线接入的演进，它是秉承TCP/IP协议精神而来，以“尽最大能力的服务”为目标，802.11中经常会有时分或者跳频 的手段来实现多用户共存，而布网则比较灵活（毕竟以局域网为主），信道宽度也灵活可变。总的来说它对干扰并 不敏感（或者说容忍度比较高）。 通俗的讲，就是蜂窝通信的起源是打电话，打不通电话用户会去电信局砸场子；802.11的起源是局域网，网络不好 大概率是先耐着性子等等（其实这时候设备是在作纠错和重传）。 这就决定了3GPP系列必然以ACLR/ACPR一类“频谱再生”性能为指标，而802.11系列则可以以牺牲速率来适应网络 环境。 具体说来，“以牺牲速率来适应网络环境”，就是指的802.11系列中以不同的调制阶数来应对传播条件：当接收机发现 信号差，就立即通知对面的发射机降低调制阶数，反之亦然。前面提到过，802.11系统中SNR与EVM相关很大，很 大程度上EVM降低可以提高SNR。这样我们就有两种途径改善接收性能：一是降低调制阶数，从而降低解调门限； 二是降低发射机EVM，使得信号SNR提高。 因为EVM与接收机解调效果密切相关，所以802.11系统中以EVM来衡量发射机性能（类似的，3GPP定义的蜂窝系 统中，ACPR/ACLR是主要影响网络性能的指标）；又因为发射机对EVM的恶化主要因为非线性引起（譬如PA的 AM-AM失真），所以EVM通常作为衡量发射机线性性能的标志。
射频基础知识分解PPT学习教案
第4页/共61页
★选择性（带外衰减） 衡量工作频带内的增益及带外辐射的抑制能力。衰减越大， 选择性越好。理想的滤波器的幅频特性是一个矩形。
幅频特性
第5页/共61页
噪声系数 噪声系数定义为系统的输入信噪功率比（SNR0）与输出 信噪功率比
（SNR1）的比值。噪声系数表征了信号通过系统后，系统 内部噪声造成信噪比恶化的程度。噪声系数越小越好。 噪声系数常用分贝表示： NF（dB）=10logF
1850 –1910 MHz
1930 –1990 MHz
1710-1785 MHz
1805-1880 MHz
1710-1755 MHz
2110-2155 MHz
824 – 849MHz
869-894MHz
830-840 MHz
875-885 MHz
第26页/共61页
★ TD－SCDMA简介
最小带宽 扩频技术 双工方式 帧长 调制方式 码片速率
第7页/共61页
★互调干扰（IMD） 由于不同频率的两个或多个射频信号在功放末端经非线性作用产生了 新的频率分量而引起的干扰。 互调产生的本来并不存在的“错误”信号，此信号会被系统误认为是 真实的信号。互调干扰分为偶次，奇次；奇次干扰较大，三阶互调 离主信号最近，影响最大。 互调可由有源元件（二极管，三极管，FET等）或无源元件（电缆， 接头，天线，滤波器等）引起。 互调一般是用于衡量GSM系统的关键指标。
第10页/共61页
无源器件介绍
★耦合器/定向耦合器 用于射频/微波领域需要按照一定相位和功率关系分配功率的场合。 常用耦合器有2种：金属腔体耦合器与微带线耦合器。 几个关键指标：
方向性： 方向性（dB）=10lg（耦合度/隔离度）=耦合度（dB）— 隔离度（dB）
★选择性（带外衰减） 衡量工作频带内的增益及带外辐射的抑制能力。衰减越大， 选择性越好。理想的滤波器的幅频特性是一个矩形。
幅频特性
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噪声系数 噪声系数定义为系统的输入信噪功率比（SNR0）与输出 信噪功率比
（SNR1）的比值。噪声系数表征了信号通过系统后，系统 内部噪声造成信噪比恶化的程度。噪声系数越小越好。 噪声系数常用分贝表示： NF（dB）=10logF
1850 –1910 MHz
1930 –1990 MHz
1710-1785 MHz
1805-1880 MHz
1710-1755 MHz
2110-2155 MHz
824 – 849MHz
869-894MHz
830-840 MHz
875-885 MHz
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★ TD－SCDMA简介
最小带宽 扩频技术 双工方式 帧长 调制方式 码片速率
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★互调干扰（IMD） 由于不同频率的两个或多个射频信号在功放末端经非线性作用产生了 新的频率分量而引起的干扰。 互调产生的本来并不存在的“错误”信号，此信号会被系统误认为是 真实的信号。互调干扰分为偶次，奇次；奇次干扰较大，三阶互调 离主信号最近，影响最大。 互调可由有源元件（二极管，三极管，FET等）或无源元件（电缆， 接头，天线，滤波器等）引起。 互调一般是用于衡量GSM系统的关键指标。
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无源器件介绍
★耦合器/定向耦合器 用于射频/微波领域需要按照一定相位和功率关系分配功率的场合。 常用耦合器有2种：金属腔体耦合器与微带线耦合器。 几个关键指标：
方向性： 方向性（dB）=10lg（耦合度/隔离度）=耦合度（dB）— 隔离度（dB）
线性功率放大器介绍
2019/9/11
第9页
2.3 多载频线性功率放大器技术发展的一些想法
1) 对于已基本掌握的前馈技术，做好以下几方面的工作：
a、现在已开发出公司3G系统需要的800M和2100MHz多载频线性功 率放大器，那么解决好现有项目本身的自我完善，主要指的是 文档的不断完善，产品质量本身的不断完善；
b、要解决好现有产品可生产问题； c、项目改进：如由于WCDMA系统升级带来项目需求的变化，引起
提高前馈技术实现的30瓦两载波2100M线性功率放大器效率的办法， 就是首先提高主功率放大器的效率，后续的可以采用新技术进一步提高 其效率（如Doherty技术等）；还有就是在前馈技术的主环路中给主功率 放大器加模拟预失真，以提高主功率放大器的线性，从而提高线性功率 放大器的整体效率，该两种方法准备在2100M 30瓦两载波的线性功率放 大器V3.0版本上采用。
项目要求重新设计； d、系列化多载频线性功率放大器（现在正在研制CDMA2000-1X系
统所需的1900M和2100M线性功率放大器）。
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2) LPA新技术的研究 ： 实现多载频线性功率放大器现在在国际主要是采用的
是前馈技术，其主要优点是实现的带比较宽、改善量比较 大，缺点是效率还比较低。依据以上情况国外的一些公司 前几年就提出了为提高效率实现多载频线性功率放大器的 其他技术，如基带预失真技术等；
6. 3G线性功率放大器现状和近期规划
6.1 LPA-P2（800M40瓦4载波线性功率放大器） 6.2 LPA-L1（1900M40瓦4载波线性功率放大器） 6.3 LPA-S1（2100M30瓦2载波线性功率放大器）
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5功率放大器(PA)介绍19页
P
射频输出功率 直流输入功率
对于双极晶体管情况，P 称为集电极效率，对于 MOSFET 和 MESFET，称之 为漏极效率。 显然，这种定义并没有考虑晶体管的放大能力，即具有相同功率效率的两个晶 体管的功率增益可以差别很大。通常，在设计功率放大器时，希望用功率增益高的 功率晶体管。为此，又给出另一种定义
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主要技术指标— 输出功率
最好的功率匹配并不能得到最好的增益匹配。 通常高功率器件的增益低于低功率器件的增益。 在宽带系统中要想得到较好的功率输出是很难实现宽带匹配的。
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基本电路原理
PA功放分类
按材料分：Si/SiGe---CMOS BJT工艺（Axiom） GaAs/GaN/InP------ MESFET (RFMD/Skyworks/Triquint/Anadigics、日商) 按晶体管类型分：双极结型晶体管（BJT）异质结双极型晶 体管（HBT）高电子迁移率晶体管（Phemt）
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主要指标—功率效率和功率附加效率
功率放大器的功率效率0 是功率放大器的射频输出功率与供给晶体管的直流 功率之比。
1．饱和输出功率 当功率放大器的输入功率加大到某一 值后，再加大输入功率并不会改变输 出功率的大小，该输出功率称为功率 放大器的饱和输出功率。 2．1dB压缩点输出功率P1dB 功率放大器增益压缩 1dB 所对应的输 出功率称为 1dB 压缩点输出功率，记 作P1dB。
RF优化原理和方法ppt课件
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切换问题分析优化
——邻区优化方法
利用Scanner数据，RNC后台邻区配置数据结合分析。将Scanner数据和邻区 配置数据导入WiNOM RNA，利用WiNOM RNA的邻区分析工具自动生成邻区配置报告, 该报告主要包括单向邻区配置、需要增加的邻区配置。 通过分析WiNOM RNT测试的UE数据进行分析。首先通过比较UE测得的激活集 Ec/Io分布图和Scanner测得的Ec/Io分布图，定位那些UE的Ec/Io很差，而Scanner 扫到的Ec/Io却很好的区域，或者切换掉话的区域，然后结合这些区域的信令和数 据回放，确定邻区漏配的问题。 如果没有Scanner数据，可以首先确认掉话前手机测量的活动集所有小区的 扰码以及监视集小区的扰码；然后确认掉话后手机重新驻留的小区的扰码信息，和 掉话前手机激活集集和监视集扰码进行比较，如果不在掉话前的活动集和监视集扰 码列表中，那么有可能属于邻区漏配导致的掉话。
信号电平随机变化
信号电平随时间和位置的变化而变化；只能用随机过程的概率分布来描 述；
信号干扰严重
不同无线系统设备间的杂散、阻塞、交调、邻道等干扰较大，需严格控 制
3
陆地移动通信环境的特点
在城市环境中存在着波导效应
4
LOS
d
A
D
B
多径传播
＋
无线电波传播形式
NLOS
RFD
建筑/汽车的穿透
14
导频强度分析
覆盖问题分析及优化
——数据分析
覆盖弱区域
导频强度分析
通常情况下，覆盖区域内各点 Scanner接收的最强的RSCP要求在95dBm以上。进入WiNOM RNA，分析基于 Scanner的【Best Ec in PNscanner】 和【Best Ec/Io in PNscanner】，可 以得到弱覆盖区域分布情况。导频的Ec 从Scanner和UE上看都可以看到，在进 行覆盖分析的时候，建议最好从 Scanner的数据来看，这样可以避免因 邻区漏配而导致UE测量的导频信息不完 整的情况。
切换问题分析优化
——邻区优化方法
利用Scanner数据，RNC后台邻区配置数据结合分析。将Scanner数据和邻区 配置数据导入WiNOM RNA，利用WiNOM RNA的邻区分析工具自动生成邻区配置报告, 该报告主要包括单向邻区配置、需要增加的邻区配置。 通过分析WiNOM RNT测试的UE数据进行分析。首先通过比较UE测得的激活集 Ec/Io分布图和Scanner测得的Ec/Io分布图，定位那些UE的Ec/Io很差，而Scanner 扫到的Ec/Io却很好的区域，或者切换掉话的区域，然后结合这些区域的信令和数 据回放，确定邻区漏配的问题。 如果没有Scanner数据，可以首先确认掉话前手机测量的活动集所有小区的 扰码以及监视集小区的扰码；然后确认掉话后手机重新驻留的小区的扰码信息，和 掉话前手机激活集集和监视集扰码进行比较，如果不在掉话前的活动集和监视集扰 码列表中，那么有可能属于邻区漏配导致的掉话。
信号电平随机变化
信号电平随时间和位置的变化而变化；只能用随机过程的概率分布来描 述；
信号干扰严重
不同无线系统设备间的杂散、阻塞、交调、邻道等干扰较大，需严格控 制
3
陆地移动通信环境的特点
在城市环境中存在着波导效应
4
LOS
d
A
D
B
多径传播
＋
无线电波传播形式
NLOS
RFD
建筑/汽车的穿透
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导频强度分析
覆盖问题分析及优化
——数据分析
覆盖弱区域
导频强度分析
通常情况下，覆盖区域内各点 Scanner接收的最强的RSCP要求在95dBm以上。进入WiNOM RNA，分析基于 Scanner的【Best Ec in PNscanner】 和【Best Ec/Io in PNscanner】，可 以得到弱覆盖区域分布情况。导频的Ec 从Scanner和UE上看都可以看到，在进 行覆盖分析的时候，建议最好从 Scanner的数据来看，这样可以避免因 邻区漏配而导致UE测量的导频信息不完 整的情况。
功放基本原理 PPT
保护功能的控制电路
• 该部分电路只需要用单片机和运放器将功放的输 入取样、前向取样、反向取样、输出采样、温度 取样、电流取样等各种采样信号进行A/D、D/A转 换，并将采样信号放大，进而用来控制功放的工 作状态，以达到保护功放的目的。
功率回退功放
• 使用A类放大器的最大缺点是效率低及成本较高。 这是因为实际应用中A类放大器在它的1dB压缩点 输出功率时，其效率只有10％。比如，完成一个 30W平均输出功率的HPA，就需要至少有300W的 耗电，并且工作电流随输出功率变化的值不大。 若考虑回退12dB，则需要有480W平均功率输出， 需耗电4.8kW。为了达到30W的输出功率需要用较 多的功率管。这样就加大了HPA的成本和体积， 增大了研制成本和难度。
前馈功放
• 在主环中，系统输入射频信号RFin由功分器一分 为二，一路信号经过移相器、衰减器、功率放大 后，由主功放输出耦合器取样送到载波抵消耦合 器参加载波抵消；另一路输入分路信号经过小信 号延时线进行延时匹配后，也进入载波抵消耦合 器，抵消消除主功放输出取样信号中的载波信号， 获得代表主功放非线性失真产物的误差信号，输 出给误差放大通道。
• 总之功率回退法的优点是简单、易实现，缺点是 受功率管P1dB限制。
功率回退功放 • A类放大器的三阶交调系数IMD3、三阶交截点IP3及输出功率Pout的关
系见下式
IM 3 (d)D B 2 [Ic 3 P (d) B P m (d o) B u]tm
功率回退功放
• 1dB压缩点P1dB定义：当输入功率较低时，输出 功率与输入功率成比例关系。当输入功率超过一 定的量值之后，晶体管的增益开始下降，最终结 果是输出功率达到饱和。当放大器的增益偏离常 数或比其小信号(或此前)增益降低1dB时，此点就 被称为1dB压缩点。
功率放大器原理功率放大器原理图
功率放大器原理功率放大器原理图要说功率放大器的原理，我们还是先来看看功率放大器的组成：射频功率放大器（RF PA）是各种无线发射机的重要组成部分。
在发射机的前级电路中，调制振荡电路所产生的射频信号功率很小，需要经过一系列的放大一缓冲级、中间放大级、末级功率放大级，获得足够的射频功率以后，才能馈送到天线上辐射出去。
为了获得足够大的射频输出功率，必须采用射频功率放大器。
射频功率放大器是发送设备的重要组成部分。
射频功率放大器的主要技术指标是输出功率与效率。
除此之外，输出中的谐波分量还应该尽可能地小，以避免对其他频道产生干扰。
功率放大器原理高频功率放大器用于发射机的末级，作用是将高频已调波信号进行功率放大，以满足发送功率的要求，然后经过天线将其辐射到空间，保证在一定区域内的接收机可以接收到满意的信号电平，并且不干扰相邻信道的通信。
高频功率放大器是通信系统中发送装置的重要组件。
按其工作频带的宽窄划分为窄带高频功率放大器和宽带高频功率放大器两种，窄带高频功率放大器通常以具有选频滤波作用的选频电路作为输出回路，故又称为调谐功率放大器或谐振功率放大器；宽带高频功率放大器的输出电路则是传输线变压器或其他宽带匹配电路，因此又称为非调谐功率放大器。
高频功率放大器是一种能量转换器件，它将电源供给的直流能量转换成为高频交流输出。
在“低频电子线路” 课程中已知，放大器可以按照电流导通角的不同，将其分为甲、乙、丙三类工作状态。
甲类放大器电流的流通角为360o，适用于小信号低功率放大。
乙类放大器电流的流通角约等于180o；丙类放大器电流的流通角则小于180o。
乙类和丙类都适用于大功率工作。
丙类工作状态的输出功率和效率是三种工作状态中最高者。
高频功率放大器大多工作于丙类。
但丙类放大器的电流波形失真太大，因而不能用于低频功率放大，只能用于采用调谐回路作为负载的谐振功率放大。
由于调谐回路具有滤波能力，回路电流与电压仍然极近于正弦波形，失真很小。
9_PA(第九章)
Southeast University
PA与小信号放大器的区别
设
RS 100 W RL 50 W 100
Av 0.98
计算得
Avs 0.96
因此，没有电压增益。
电路的转化功率增益表示为
2 2 vo / RL vo RS PL GT 4 2 PAVS vs / 22 / RS RL vs
Southeast University
PA的分类
由已知条件得
I C ro 10 V VCC
因此最大的输出电流幅度(Io,max)将小于IC，并有
I o, max VCC / RL 5 mA 10 mA
最大的输出电压(Vo,max)应等于VCC，即有
Vo, max VCC 5 V
第九章
17
Institute of RF- & OE-ICs
，
为什么输出共轭匹配在功率放大器设计中会有问题?
设晶体管的输出电阻为ro，负载阻抗ZL经阻抗变换后变成了RL。假设 1) 共轭匹配情况
VCC 5 V
I C 10 mA
ro 1 kW
RL ro 1 k W
第九章 Z. Q. LI 12
Institute of RF- & OE-ICs
t
第九章
Z. Q. LI
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Institute of RF- & OE-ICs
Southeast University
PA的分类
集电极电流表示为
I sin t 0 t π iC t P π t 2π 0
I DC
其中
vin
rfpa系统介绍 ppt课件
◆ 认为岩石的损伤量、声发射同破坏单元数成正比。
ppt课件
6
二、RFPA系统的基本原理
ppt课件
7
RFPA是一个以弹性力学为应力分析工具、以弹 性损伤理论及其修正后的Coulomb破坏准则为介 质变形和破坏分析模块的岩石破裂过程分析系统。 其基本思路是：
1.岩石介质模型离散化成由细观基元组成的数值模型，岩石 介质在细观上是各向同性的弹-脆性介质；
ppt课件
11
§基元的三种形态
◆ 基质基元；是指基元在模型中的当前功能为实体介质。它 的性能由岩石的本构关系来描述。
◆ 空气基元；是指基元在模型中的当前功能为虚体特性。当
单元介质在拉应力条件下发生断裂后，形成断裂面。就断 裂面的物理本质而言，也就是应力的传递在此出现不连续 或中断。通常的数值计算方法解决这一问题的方法是将单 元中的节点分开，或者是将单元从模型中去掉。但是，这 样做的结果使得模型的数学处理变得极其复杂，而且一般 不适合多裂纹、特别是多裂纹相互交叉的情形。RFPA系 统采用的裂纹处理方法，即空气基元。当基元介质发生断 裂后，我们不是将该单元从模型中去掉，而是用弹模极低 的基元性质取代原有的实体基元的性质，由于新的基元弹 模极低，可以近似的认为实体介质的行为已不存在，这样 在不改变模型数学结构的前提下，却可以使得模型在总体 特性上能够反映出因基元破裂而引起的物理特性的改变。
② 可以通过专门提供的作图工具和参数输入模块，在模型中考虑模拟材 料的微观缺陷，也可以考虑节理、裂隙等宏观缺陷。
③ 可以模拟自重引起的破坏过程，新的RFPA2D软件系统增加了对地下 工程开挖，地下破坏、地表沉陷、采动影响下煤岩顶板冒落、边坡失 稳等问题的模拟功能。
④ 增加了对多种统计分布函数如韦伯分布、正态分布、均匀分布等在 材料特性中的嵌入，来考虑材料力学参数（强度、弹模等）的非均匀 性分布特征，从而可以从本质上研究岩石变形的非线性特征。
ppt课件
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二、RFPA系统的基本原理
ppt课件
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RFPA是一个以弹性力学为应力分析工具、以弹 性损伤理论及其修正后的Coulomb破坏准则为介 质变形和破坏分析模块的岩石破裂过程分析系统。 其基本思路是：
1.岩石介质模型离散化成由细观基元组成的数值模型，岩石 介质在细观上是各向同性的弹-脆性介质；
ppt课件
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§基元的三种形态
◆ 基质基元；是指基元在模型中的当前功能为实体介质。它 的性能由岩石的本构关系来描述。
◆ 空气基元；是指基元在模型中的当前功能为虚体特性。当
单元介质在拉应力条件下发生断裂后，形成断裂面。就断 裂面的物理本质而言，也就是应力的传递在此出现不连续 或中断。通常的数值计算方法解决这一问题的方法是将单 元中的节点分开，或者是将单元从模型中去掉。但是，这 样做的结果使得模型的数学处理变得极其复杂，而且一般 不适合多裂纹、特别是多裂纹相互交叉的情形。RFPA系 统采用的裂纹处理方法，即空气基元。当基元介质发生断 裂后，我们不是将该单元从模型中去掉，而是用弹模极低 的基元性质取代原有的实体基元的性质，由于新的基元弹 模极低，可以近似的认为实体介质的行为已不存在，这样 在不改变模型数学结构的前提下，却可以使得模型在总体 特性上能够反映出因基元破裂而引起的物理特性的改变。
② 可以通过专门提供的作图工具和参数输入模块，在模型中考虑模拟材 料的微观缺陷，也可以考虑节理、裂隙等宏观缺陷。
③ 可以模拟自重引起的破坏过程，新的RFPA2D软件系统增加了对地下 工程开挖，地下破坏、地表沉陷、采动影响下煤岩顶板冒落、边坡失 稳等问题的模拟功能。
④ 增加了对多种统计分布函数如韦伯分布、正态分布、均匀分布等在 材料特性中的嵌入，来考虑材料力学参数（强度、弹模等）的非均匀 性分布特征，从而可以从本质上研究岩石变形的非线性特征。
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9
硬件总体框图
RFin
输入分路单元 （ISU）
RF1
主功率放大 单元
（MPAU）
RF3
延时滤波器单元 （DFU）
RFout
Vpc1 Vac1
RF7 RF4
RF8 RF9 RF6
+28V +12V +5V
Voc
后面板 接口
-48V
电源单元 （PU）
RF2
Vip S12
Ev S28
载波抵消单元 （CCU）
2
前馈技术原理
AФ
RFout
RFin
AФ
自适应控制器
前馈技术原理框图
3
前馈技术原理
• RFin经过同相等分后，一路通过自适应控制 器控制的幅度和相位调整和主功率放大器放 大输出，并由定向耦合器取样得到主功放输 出取样信号送入载波抵消器参加信号对消；
• 另一路输入分路信号经过延时补偿处理（补 偿主功率放大通道的延时）后也进入载波抵 消器参加信号对消；
• 功率检测采用AD公司的功率检测芯片AD8362。 该芯片检测的动态范围大，输出电压按dB线 性输出，控制方便。
14
CCU（载波对消单元）
RF6 RF4
ERA-5
RF5
+12V
10dB 10dB
RF2
• CCB是主环对消的实现部件，它应该完成主环的载波信号抵消 及误差信号初级放大和取样等功能
15
11
输入分路单元（ISU）
RFin AD8362
RF1 +12V
Vip +5V +12V
RF2
Vpc1
Vac1
ISU原理框图
12
输入分路单元（ISU）
• 该单板的功能是将输入的信号功率取样检测 （直流电平）给CU，并对输入信号放大进行 功分，一路去CCB作为载频抵消的输入基准 信号，另一路通过手动和电调控制的移相、 衰减调整后送给MPAU，作为主功率放大的输 入信号。
LPA-P2介绍
• 系统原理 • 主要技术
1
系统原理
• 由于CDMA2000系统的宽带调制和MC 运行特点，作为BTS下行发射通道的功 率驱动装置——射频功率放大器，必需 采用具有超线性功率放大性能的LPA。 本产品正是专门为满足此应用进行设计 的。
• 在本产品设计中主要采用了前馈技术和 数字接收自适应控制技术。
7
数字接收自适应控制技术原理
• 采用中频滤波的接收机技术
由于LPA输出取样信号中载波信号的幅度远大于对消剩余的 失真信号，所以要检测失真信号的对消效果，必须首先足够地 抑制掉取样信号中的载波信号成分，而这种抑制在射频领域是 非常难以实现的 ，因此采用中频滤波的接收机技术检测处于大 信号干扰下的互调失真信号抵消效果。
取样来自RF信号经过一定衰减后，与PLL输出的LO信号混 频降到中频频率，再通过中频SAW滤波器带通滤除载频信号功 率（为保证足够的带外抑制性能，中频滤波将采用两级SAW滤 波器级联实现），并通过检波和ADC提供数字量的互调对消剩 余信息给MCU。
8
数字接收自适应控制技术原理
• MCU则监测互调对消剩余量，调整经过两路独立 的DAC和运放输出的控制电压Vac和Vpc，分别自适 应调谐误差放大通道的增益和相移量，进而稳定保持 满足系统需要的互调对消效果，实现整机的线性指标。 由于系统的工作载频频道号是可变的，互调信号的频 率位置也是可变的，因此，MCU还要根据载频信道 号设置PLL输出的LO频率，以保证中频滤波器的中心 频率始终对准RF与LO的差频信号中对应于互调频率 分量的位置，即确保中频滤波鉴出的是准确的、有代 表性的互调分量信息。
5
数字接收自适应控制技术原理
RF
ADC
PLL
Vac
DAC
Vpc
DAC
图3 数字接收自适应控制技术原理框图
M C U
6
数字接收自适应控制技术原理
• 数字接收自适应控制技术是通过中频滤 波接收检测信号对消效果，并结合高速 数字信号处理实现精确、及时的环路控 制的信号处理技术，这种技术主要用于 误差环的自适应控制过程 。
• ISB既是系统输入信号的同相等分功能实现部 件，也是主环的移相和增益调整功能实现部 件，其关键技术就是电调移相和电调衰减电 路的实现技术。
13
输入分路单元（ISU）
• 电调衰减器选用ALPHA公司生产的线性电调 衰减器AV104 ,该衰减器具有封装尺寸小、功 耗低、动态范围大等特点
• 移相器是由3dB/90度耦合器1D1304-3和变容 二极管SMV1249构成的反射式移相器,为了使 手调移相器的移相量达到360度，采用了3级 移相器串联的方法，这样既保证了移相量， 又不至于使群时延特性变坏。
4
前馈技术原理
• 自适应控制器大通道的增益和相移，保证载波信号的良 好对消，得到代表主功放失真特性的误差信号；误差 信号经过自适应控制器的幅度、相位调整和误差放大 器的功率放大后，耦合引入主功放输出通道，反相抵 消主功放输出信号中的失真分量，实现前馈线性化过 程，自适应控制器同样通过闭环取样检测误差信号的 对消结果，控制误差放大通道的增益和相移量，动态 保证失真信号的良好对消效果。
16
DTU(检测单元）
• DU负责完成系统主环对消取样信号RF6、正向输出取样信号RF8、 反向输出取样信号RF9的功率检测，以及利用中频滤波接收机方 案配合CU实现系统的频道搜索和互调功率检测等功能，包括主 环对消检测模块 ，输出反射功率检测模块，正向输出信号和交 调信号检测模块 。
• 检测单元（DU）是系统的状态检测核心，接受延时滤波器单元 （DFU）来的正向输出取样信号RF8和输出反向信号RF9以及误差 放大单元（EAU）馈入的误差取样信号RF6；并将 正向输出功 率检测电压Vfp、输出反射功率检测电压Vrp、主环对消检测电 压Vmc、误差环对消检测电压Vec以及频率合成器失锁指示信号 LD送给控制单元（CU）；同时，CU还提供控制DU数字合成频率 输出的SPI串行数据总线（包括数据线DATA、时钟线CLK和片选 线LE）和用于调谐DU中频检测通道增益的中频增益控制电压Vgc， 另外DU内部电路使用的+12V电源是由控制单元（CU）提供的。
CCU（载波对消单元）
• CCB单板的原理较为简单，设计实现容 易。定向耦合器选用Anaren公司的10dB 定向耦合1D1304-10，射频放大器选用 Mini-circuits公司的ERA-5SM，射频端 口参见硬件总体框图 ，RF2所经过的延 时线由一节外加工部件长度约为4m电缆 实现，安装在CCU内部。
RF5
误差放大 单元
（EAU）
Vt
Vac2 Vpc2
控制单元 （CU）
检测单元 （DU）
5
Vmc Vec Vfp Vrp
RFsa
DATA CLK LE LD Vgc
10
系统组成
• 分成2个子系统，8个模块 • RS子系统： 包括ISU(输入分路单元）、CCU(载波对
消单元）、DTU(检测单元）、EAU(误 差放大单元）、MPAU(主放大单元）、 DFU（延时滤波单元） • CS子系统： 包括CU(控制单元）、PU(供电单元）
硬件总体框图
RFin
输入分路单元 （ISU）
RF1
主功率放大 单元
（MPAU）
RF3
延时滤波器单元 （DFU）
RFout
Vpc1 Vac1
RF7 RF4
RF8 RF9 RF6
+28V +12V +5V
Voc
后面板 接口
-48V
电源单元 （PU）
RF2
Vip S12
Ev S28
载波抵消单元 （CCU）
2
前馈技术原理
AФ
RFout
RFin
AФ
自适应控制器
前馈技术原理框图
3
前馈技术原理
• RFin经过同相等分后，一路通过自适应控制 器控制的幅度和相位调整和主功率放大器放 大输出，并由定向耦合器取样得到主功放输 出取样信号送入载波抵消器参加信号对消；
• 另一路输入分路信号经过延时补偿处理（补 偿主功率放大通道的延时）后也进入载波抵 消器参加信号对消；
• 功率检测采用AD公司的功率检测芯片AD8362。 该芯片检测的动态范围大，输出电压按dB线 性输出，控制方便。
14
CCU（载波对消单元）
RF6 RF4
ERA-5
RF5
+12V
10dB 10dB
RF2
• CCB是主环对消的实现部件，它应该完成主环的载波信号抵消 及误差信号初级放大和取样等功能
15
11
输入分路单元（ISU）
RFin AD8362
RF1 +12V
Vip +5V +12V
RF2
Vpc1
Vac1
ISU原理框图
12
输入分路单元（ISU）
• 该单板的功能是将输入的信号功率取样检测 （直流电平）给CU，并对输入信号放大进行 功分，一路去CCB作为载频抵消的输入基准 信号，另一路通过手动和电调控制的移相、 衰减调整后送给MPAU，作为主功率放大的输 入信号。
LPA-P2介绍
• 系统原理 • 主要技术
1
系统原理
• 由于CDMA2000系统的宽带调制和MC 运行特点，作为BTS下行发射通道的功 率驱动装置——射频功率放大器，必需 采用具有超线性功率放大性能的LPA。 本产品正是专门为满足此应用进行设计 的。
• 在本产品设计中主要采用了前馈技术和 数字接收自适应控制技术。
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数字接收自适应控制技术原理
• 采用中频滤波的接收机技术
由于LPA输出取样信号中载波信号的幅度远大于对消剩余的 失真信号，所以要检测失真信号的对消效果，必须首先足够地 抑制掉取样信号中的载波信号成分，而这种抑制在射频领域是 非常难以实现的 ，因此采用中频滤波的接收机技术检测处于大 信号干扰下的互调失真信号抵消效果。
取样来自RF信号经过一定衰减后，与PLL输出的LO信号混 频降到中频频率，再通过中频SAW滤波器带通滤除载频信号功 率（为保证足够的带外抑制性能，中频滤波将采用两级SAW滤 波器级联实现），并通过检波和ADC提供数字量的互调对消剩 余信息给MCU。
8
数字接收自适应控制技术原理
• MCU则监测互调对消剩余量，调整经过两路独立 的DAC和运放输出的控制电压Vac和Vpc，分别自适 应调谐误差放大通道的增益和相移量，进而稳定保持 满足系统需要的互调对消效果，实现整机的线性指标。 由于系统的工作载频频道号是可变的，互调信号的频 率位置也是可变的，因此，MCU还要根据载频信道 号设置PLL输出的LO频率，以保证中频滤波器的中心 频率始终对准RF与LO的差频信号中对应于互调频率 分量的位置，即确保中频滤波鉴出的是准确的、有代 表性的互调分量信息。
5
数字接收自适应控制技术原理
RF
ADC
PLL
Vac
DAC
Vpc
DAC
图3 数字接收自适应控制技术原理框图
M C U
6
数字接收自适应控制技术原理
• 数字接收自适应控制技术是通过中频滤 波接收检测信号对消效果，并结合高速 数字信号处理实现精确、及时的环路控 制的信号处理技术，这种技术主要用于 误差环的自适应控制过程 。
• ISB既是系统输入信号的同相等分功能实现部 件，也是主环的移相和增益调整功能实现部 件，其关键技术就是电调移相和电调衰减电 路的实现技术。
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输入分路单元（ISU）
• 电调衰减器选用ALPHA公司生产的线性电调 衰减器AV104 ,该衰减器具有封装尺寸小、功 耗低、动态范围大等特点
• 移相器是由3dB/90度耦合器1D1304-3和变容 二极管SMV1249构成的反射式移相器,为了使 手调移相器的移相量达到360度，采用了3级 移相器串联的方法，这样既保证了移相量， 又不至于使群时延特性变坏。
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前馈技术原理
• 自适应控制器大通道的增益和相移，保证载波信号的良 好对消，得到代表主功放失真特性的误差信号；误差 信号经过自适应控制器的幅度、相位调整和误差放大 器的功率放大后，耦合引入主功放输出通道，反相抵 消主功放输出信号中的失真分量，实现前馈线性化过 程，自适应控制器同样通过闭环取样检测误差信号的 对消结果，控制误差放大通道的增益和相移量，动态 保证失真信号的良好对消效果。
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DTU(检测单元）
• DU负责完成系统主环对消取样信号RF6、正向输出取样信号RF8、 反向输出取样信号RF9的功率检测，以及利用中频滤波接收机方 案配合CU实现系统的频道搜索和互调功率检测等功能，包括主 环对消检测模块 ，输出反射功率检测模块，正向输出信号和交 调信号检测模块 。
• 检测单元（DU）是系统的状态检测核心，接受延时滤波器单元 （DFU）来的正向输出取样信号RF8和输出反向信号RF9以及误差 放大单元（EAU）馈入的误差取样信号RF6；并将 正向输出功 率检测电压Vfp、输出反射功率检测电压Vrp、主环对消检测电 压Vmc、误差环对消检测电压Vec以及频率合成器失锁指示信号 LD送给控制单元（CU）；同时，CU还提供控制DU数字合成频率 输出的SPI串行数据总线（包括数据线DATA、时钟线CLK和片选 线LE）和用于调谐DU中频检测通道增益的中频增益控制电压Vgc， 另外DU内部电路使用的+12V电源是由控制单元（CU）提供的。
CCU（载波对消单元）
• CCB单板的原理较为简单，设计实现容 易。定向耦合器选用Anaren公司的10dB 定向耦合1D1304-10，射频放大器选用 Mini-circuits公司的ERA-5SM，射频端 口参见硬件总体框图 ，RF2所经过的延 时线由一节外加工部件长度约为4m电缆 实现，安装在CCU内部。
RF5
误差放大 单元
（EAU）
Vt
Vac2 Vpc2
控制单元 （CU）
检测单元 （DU）
5
Vmc Vec Vfp Vrp
RFsa
DATA CLK LE LD Vgc
10
系统组成
• 分成2个子系统，8个模块 • RS子系统： 包括ISU(输入分路单元）、CCU(载波对
消单元）、DTU(检测单元）、EAU(误 差放大单元）、MPAU(主放大单元）、 DFU（延时滤波单元） • CS子系统： 包括CU(控制单元）、PU(供电单元）