电磁场与微波技术精选jn

电磁场与微波技术精选j n Prepared on 22 November 2020——电磁场与微波技术实验报告班级：姓名：张妮竞男学号：序号： 31#日期：2014年5月31日邮箱：实验二：分支线匹配器一、实验目的1、掌握支节匹配器的工作原理2、掌握微带线的基本概念和元件模型3、掌握微带分支线匹配器的设计与仿真二、实验原理1、支节匹配器随着工作频率的提高及相应波长的减小，分立元件的寄生参数效应就变得更加明显，当波长变得明显小于典型的电路元件长度时，分布参数元件替代分立元件而得到广泛应用。

因此，在频率高达以上时，在负载和传输线之间并联或串联分支短截线，代替分立的电抗元件，实现阻抗匹配网络。

常用的匹配电路有：支节匹配器，四分之一波长阻抗变换器，指数线匹配器等。

支节匹配器分单支节、双支节和三支节匹配。

这类匹配器是在主传输线并联适当的电纳（或串联适当的电抗），用附加的反射来抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的。

此电纳或电抗元件常用一终端短路或开路段构成。

2、微带线从微波制造的观点看，这种调谐电路是方便的，因为不需要集总元件，而且并联调谐短截线特别容易制成微带线或带状线形式。

微带线由于其结构小巧，可用印刷的方法做成平面电路，易于与其它无源和有源微波器件集成等特点，被广泛应用于实际微波电路中。

W为微带线导体带条的宽度；εr为介质的相对介电常数；T为导体带条厚度；H为介质层厚度，通常H远大于T。

L为微带线的长度。

微带线的严格场解是由混合TM-TE 波组成，然而，在绝大多数实际应用中，介质基片非常薄（H<<λ），其场是准TEM 波，因此可以用传输线理论分析微带线。

微带线的特性阻抗与其等效介电常数εr、基片厚度H和导体宽度W有关，计算公式较为复杂，故利用txline来计算。

微带线元件模型3、元器件库里包括有：MLIN：标准微带线MLEF：终端开路微带线MLSC：终端短路微带线MSUB：微带线衬底材料MSTEP：宽度阶梯变换MTEE：T型接头MBENDA：折弯微带线的不均匀性上述模型中，终端开路微带线MLEF、宽度阶梯变换MSTEP、T型接头MTEE和折弯MBENDA，是针对微带线的不军训性而专门引入的。

一般的微带电路元件都包含着一些不均匀性，例如微带滤波器中的终端开路线；微带变阻器的不同特性阻抗微带段的连接处，即微带线宽度的尺寸跳变；微带分支线电桥、功分器等则包含一些分支T型接头；在一块微带电路板上，为使结构紧凑及适应走线方向的要求，时常必须使微带弯折。

由此可见，不均匀性在微带电路中是必不可少的。

由于微带电路是分布参数电路，其尺寸已可与工作波长相比拟，因此其不均匀性必然对电路产生影响。

从等效电路来看，它相当于并联或串联一些电抗元件，或是使参考面发生一些变化。

在设计微带电路时，必须考虑到不均匀性所引起的影响，将其等效参量计入电路参量，否则将引起大的误差。

三、实验内容已知：输入阻抗 Zin=75欧负载阻抗 Zl=（64+j35）欧特性阻抗 Z0=75欧介质基片εr=，H=1mm假定负载在2G赫兹时实现匹配，利用图解法设计微带线单支节和双支节匹配网络，假设双支节网络分支线与负载的距离d1=四分之一波长，两分支线之间的距离为d2=八分之一波长。

画出几种可能的电路图并且比较输入端反射系数幅度从至的变化四、实验步骤1、建立新项目，项目中心频率为2GHz；2、求出归一化输入阻抗和负载阻抗，标在Smith导纳圆图上；3、设计单支节匹配网络，用TXLINE计算微带线的物理长度和宽度；4、选择适当元件模型作电路原理图；5、连接各元件端口，项目频率改为—；6、在工程里添加测量图并分析；7、调节微带线的长度l及与负载的举例d，调节范围为10%，输入端口反射系数幅值在中心频率2GHz处最低；8、设计双支节匹配网络，重复步骤4—7；五、实验过程及结果1、单支节的Smith圆图图片 1 单支节smith图导纳形式在实验中根据已知计算出各参量，写入Output Equations。

Zl为归一化负载阻抗；Zin为归一化输入阻抗；Sl为负载处反射系数；S2为输入端反射系数；a为以为步长扫描0~2*PI；T1为阻抗处等反射系数圆；R为匹配圆；R2为大圆。

图片 2 角度和模形式1)确定单支节分支线与负载距离d由于负载走向支节位置是向源的方向移动，所以从负载顺时针转动，第一次与的点相遇,由于软件2π~λ，所以算得角度需除2.计算电长度:[（]/2=2)确定单支节长度L由第一张图得到负载的导纳为*j，画在smith图上，得到的点，由于用短路线当支节，所以从左边开路点顺时针转到此点，得到微带线参数电长度的角度并联直接的导纳为jb=。

计算电长度:（）/2=3)带入相关参数计算微带线参数。

结果如图所示图片 3 负载的微带线参数图片 4 支节微带线参数图片 5 接口匹配微带线参数4)相关实验电路图根据上述步骤，设计出的参数为负载到支节的微带线（TL2）：L=W=支节的微带线（TL3）：L=W=端口处接的微带线（TL1）：L=W=MSUB是衬底材料，MLSC是终端短路微带线 MLIN是标准微带MTEE是标准T型接头SRL表示负载。

5)实验结果图图片 5 调谐前在该条件下同时调节d与l得到在中心频率2Ghz处的反射系数最小图片 6 调谐后图片 7 调谐后（以DB为单位）调谐后可得到S参数在2GHz处最小的电长度。

2、双支节smith圆图在实验中根据已知计算出各参量，写入Output Equations。

其中Zl为归一化负载阻抗；Zin为归一化输入阻抗；Sl为负载处反射系数；S2为输入端反射系数；a为以为步长扫描0~2*PI；T1为阻抗处等反射系数圆；R为匹配圆；R2为大圆。

R2为等点反射系数圆，Rd为等导纳圆。

1）确定第一个支节分支线与负载距离d1与L1图片8 双支节smith导纳形式已知第一个枝节距离负载的距离为d1=λ/4，通过TXLINE计算得出L1。

=度，电长度为90度，用TXL计算出d处的微带线长度为。

图片 9 与负载和开始的port处的微带线参数支节1只提供b值，不提供g值，算的b1=，在g=0的导纳圆上找到该点，所加的L1为180-（）=电长度为2=。

图片10 支节一微带线参数2）确定第二支节分支线与负载距离d2与L2两支节间的距离应为1/8波长，确定了1/8波长的微带线参数为图片 11 两支节之间的微带线参数以辅助员得到的为准，画出等反射系数圆（红色），与单位电导圆（深红色）交于此点为第一支节匹配后的导纳点，第二支节需要抵消掉此点的虚部以变为实数1.从第一张图得到此点为*j，可以从图上直接读出所需电纳值jb=，在图中画出得到左下角的点。

从左边短路点到达此点的电长度为：(180+/2=图片 12 支节二微带线参数统计上述计算得到的负载和第一个支节的微带线（TL7）：L=，W=第一个支节的微带线（TL6）：L=，W=第一个支节到第二个支节的微带线（TL2）：L=，W=第二个支节的微带线（TL3）：L=，W=第二个支节和输入端口之间的微带线（TL1）：L=，W=3）相关电路图MSUB是衬底材料，MLSC是终端短路微带线 MLIN是标准微带线，MTEE是标准T型接头SRL表示负载。

TL6 TL5分别为两条支节。

4）仿真结果图图片 13 调谐前图片 14 调谐后调谐后可以看到，得到了S 参数在2GHz 最小的电长度。

图片 15 调谐后电路长度实验三：四分之一波长阻抗变换器一、实验目的1. 掌握单节与多节四分之一波长变阻器的工作原理；2. 了解单节与多节四分之一波长变阻器的工作带宽与反射系数的关系；3. 掌握单节与多节四分之一波长变阻器的设计与仿真。

二、实验原理1）单支节四分之一波长阻抗变换4λ阻抗变换器由一段特性阻抗为01Z 的4λ传输线构成。

如图4所示，图 4λ阻抗变换器假设负载为纯电阻，即L L R Z =。

则有：为了使 实现匹配，则必须使L R Z Z 001=由于无耗线的特性阻抗为实数，故4λ阻抗变换器只能匹配纯电阻负载。

若当为复数时, 根据行驻波的电压波腹和波节点处的输入阻抗为纯组： 可将4λ阻抗变换器接在靠近终端的电压波腹或波节点处来实现阻抗匹配。

若4λ线在电压波腹点接入，则4λ线的特性阻抗为：若4λ线在电压波节点接入，则4λ线的特性阻抗为2）多支节四分之一波长阻抗变换三、实验内容 1）已知负载阻抗为纯阻抗RL=150欧姆，中心频率3GHz ，主传输线特性阻抗Z0=50欧姆，介质基片Er=，H=1mm ，最大反射系数模不超过，设计1、2、3节二项式变阻器。

L L L in R Z jR Z jZ R Z Z 201010101)4tan()4tan(=⋅+⋅+=λβλβ　　0in 0max ,KZ R Z R m ==ρρρ00001Z Z Z Z =⋅=ρ00001Z K Z KZ Z Z ==⋅=2）已知负载阻抗为复数ZL=85-j45欧姆，中心频率3GHz，主传输线特性阻抗Z0=50欧姆，在电压驻波波腹点或者波节点利用四分之一波长阻抗变换器，设计微带线变阻器，微带线介质参数同上。

四、实验步骤1）对于纯电阻负载，根据已知条件，算出单节和多节传输线的特征阻抗、相对带宽。

2）根据各节特征阻抗，利用TXLine计算相应的微带线的长度和宽度。

每段变阻器的长度为四分之一波长（在中心频率）。

3）对于复数负载Zl，根据负载阻抗Zl、特性阻抗Z0，计算归一化负载阻抗和反射系数，将复数系数标注在Smith圆图上，从负载点沿等驻波系数原向源方向旋转，与Smith圆图左、右半实轴焦点，旋转过的电长度LM、LN，计算变换器的特征阻抗。

4）根据传输线的特征阻抗，利用TXLine计算相应微带线的长度及宽度，以及对应电长度LM、LN的微带线长度。

5）设计并完成原理图。

6）添加并测试Rectangular图。

7）调谐电路元件参数，使反射系数幅值在中心频率3GHz处最低。

8）对于纯电阻负载，上述指标不变，采用3节切比雪夫变阻器重新设计上述阻抗变换器。

五、实验过程及结果1.单节变换器1）利用式（1）算得Z1=Ω，利用TXLine计算各微带线参数，如下表：Impedance（Ω）50 150Frequency（GHz） 3 3 3Electrical Length（deg）90 90 90Physical Width（mm）Physical Length（mm）2） 2.两支节变换器1）利用式（4）算得Z1=Ω，Z2=Ω利用TXLine计算各微带线参数，如下表：2）微带线Z0 Z1（可调）Z2（可调）RLImpedance（Ω）50 150Frequency（GHz） 3 3 3 390 90 90 90Electrical Length（deg）Physical Width（mm）Physical Length（mm）3.三支节变换器1）利用式（4）算得Z1=Ω，Z2=Ω，Z3=Ω利用TXLine计算各微带线参数，如下表：微带线Z0 Z1（可调）Z2（可调）Z3（可调）RLImpedance（Ω）50 150 Frequency（GHz）3 3 3 3 3Electrical Length（deg）90 90 90 90 90Physical Width（mm）Physical Length（mm）2）将三种变换器的S函数画在一个图可见他们并不在3Ghz处达到最小值，进行调谐工作调谐之三种方式均在3GHz处获得最小指切比雪夫公式微带线Z0 Z1（可调）Z2（可调）Z3（可调）RLImpedance（Ω）50 120 150 Frequency（GHz）3 3 3 3 3Electrical Length（deg）90 90 90 90 90Physical Width（mm）Physical Length（mm）调谐之后的在3GHz除得到最佳性能，S参数为。