基于SIMULINK的并网逆变器的仿真研究

计算机辅助工程设计课程设计与报告题目：基于SIMULINK的并网逆变器的仿真研究基于SIMULINK的并网逆变器的仿真研究第一章绪论1.1课题背景及研究意义当今社会，资源、环境和能源问题仍困扰着世界的发展。

对此，各国对开发利用新型能源、使用清洁能源的需求日益迫切，尤其是中国，地广人多，是能源消耗大国。

目前，国内更多的依靠火电、水电和核聚变发电来供电。

然而火电生产排放大量的硫化物、粉尘等严重污染空气，影响气候变迁，其来源化石能源也将消耗殆尽；水电建设成本高，资源有限，还会给江河系统造成不可逆的破坏；核电在安全方面有缺陷，一旦核泄漏，将给环境造成毁灭性的破坏，日本福岛核泄漏事故就是一个活生生的例子。

因此，人类不得不寻求更加清洁、安全的替代能源。

进入21世纪后，各国政府都在大力鼓励研究清洁可再生能源，太阳能、风能、地热能、潮汐能等环境能量开发技术获得快速发展，其中尤以风能和太阳能应用最多。

由于我国资源分布不均衡，有些地方如内蒙古、沿海，有的地方太阳能蕴藏量大，如西藏，但这些地方发出的电当地并不能完全消纳，而其他一些地区则因负荷过重而缺电，因此将电资源丰富的地方发出的电并入电网是明智之举。

然而，分布型电能并入电网需要做到与电网同频同相同幅值，目前并网技术成为了新能源发电的瓶颈技术。

因此，本文通过从并网逆变器的设计着手研究新能源并网技术，具有一定实际意义。

1.2 并网标准新能源发电并入电网的电能必须满足以下3个条件[5]：（1）电压幅值：纹波幅值≤10%。

（2）频率：频差≤0.3Hz[1]。

（3）相位相同，相序相同，且相位差≤20°。

表1-1 并网标准化指标表1-2 电压谐波技术指标1.3 本文研究的内容本文主要研究并网逆变器的设计方法及其控制策略的实现方法。

为获得与电网同频同相等幅、单位功率因数、低畸变率的并网电压电流，本文通过SPWM 双闭环控制。

本文的主要研究工作归纳如下：（1）分别建立新能源发电并网系统的数学模型，并在Simulink上进行仿真验证。

（2）探讨控制策略，详细地研究双闭环控制的设计方法。

（3）计算、设置逆变器主电路及控制电路各器件的参数值，在Simulink上进行仿真调试，使得仿真结果符合设计的指标，分析仿真结果。

第二章并网逆变器的建模与仿真2.1 逆变器的拓扑结构简介与比较新能源发电输出的既有交流电也有直流电，如风能，发电机输出的是交流电，通常要先进行整流，再通过逆变器并网；而太阳能，发电输出的是直流电，则可直接逆变并网。

逆变器常见的拓扑结构有双PWM逆变型、不可控整流+SPWM 逆变型、不可控整流+Z源逆变拓扑结构。

本文以风力发电并网逆变器为例对并网逆变器的拓扑结构作简要介绍与比较。

2.1.1 双PWM型拓扑结构双PWM型逆变器电路图如图2-1所示，风电机输出的交流电通过AC-DC-AC变换器并入电网，其中整流环节和逆变环节均使用PWM全控型三相电桥。

此种电路有一定优点：通用性较强，机侧和网侧的控制电路、控制算法相似，能灵活控制风电并网，且并网电能质量较好，因此，目前该拓扑结构比较主流。

但该拓扑结构也有其固有缺点：首先，太多的电力电子器件导致系统谐波难以控制；其次，PWM整流器使用全控型三相电桥，增加了系统成本，虽然系统稳定性提高了，但是高昂的成本使得其性价比还不如不可控整流+SPWM逆变拓扑结构。

图2-1 双PWM型拓扑结构2.2.2 不可控整流+SPWM逆变型拓扑结构不可控整流+SPWM逆变型拓扑结构如图2-2所示，整流桥的开关器件是二极管，逆变桥的开关器件是全控型电力电子器件[2]。

该拓扑结构的显著优点是成本低，控制简单。

当然也有其缺点，即机侧功率因数可能不为1。

图2-2不可控整流+SPWM逆变型拓扑结构2.2.3 不可控整流+Z源逆变拓扑结构Z源逆变器电路图如图2-3所示，Z源逆变器的主电路有电流源型和电压源型，负载有感性负载和容性负载，上下桥臂允许直通，这不同于传统电桥[3]。

由此可见Z源逆变器控制更加灵活，更能适应风电的随机性，增强系统的稳定性。

但是该拓扑结构控制复杂，目前还处于研发阶段，应用较少。

图2-3 不可控整流+Z源逆变拓扑结构综合上述三种拓扑结构的比较，考虑到性价比，本文采用不可控整流+SPWM 逆变型拓扑结构。

2.3 逆变器的建模与解耦分析2.3.1 三相电压全控型逆变器的工作原理三相电压全控型逆变器的结构如图2-4所示，直流侧电压用一个直流电压源代表发电机输出电能整流之后的直流电压水平，用dc U 表示。

直流侧电容起稳定直流电压和滤波的作用，网侧是无中性线的连接方式，LR 组成滤波器。

为简化逆变器数学模型的推导，现做以下合理假设[5]：（1）电网电压是稳定的纯正弦波电压，分别设为a E 、b E 、c E 。

（2）电路参数是三相对称的。

（3）交流侧滤波电感L 为线性电感，无饱和。

（4）主电路上的开关器件都是理想开关，没有损耗。

图2-4 三相电压全控型逆变器的结构图任一时刻，三相桥的每对桥臂都只有一个开关导通，一个开关关断。

现以a 相为例，说明该逆变器的工作原理：当1V 导通，2V 关断时，2a dc U U =；当1V 关断，2V 导通时，2a dc U U =。

同理可根据3V -6V 的导通关断情况得出各个时刻b U 、c U 的电压值。

易知每一相输出电压都有正负电平两个状态，且正负电平出现的时间各占半个电平周期[10]。

通过SPWM 对1V -6V 六个IGBT 进行合理控制就能输出与电网电压、频率、相位、相序相符合的电能，实现安全并网。

2.3.2 逆变器的数学模型本文的目的是设计风电并网逆变器，为此，首先要给逆变器建立数学模型，并将数学模型转化为便于在Simulink 上进行仿真的形式，然后搭建仿真模型，调试好参数，完成仿真。

风电并网逆变器的特点是多维度，强耦合，为了降低控制难度，增加控制的可靠性，就需要进行解耦。

因此，须进行3/2s r 和2/2r s 坐标变换，在dq 坐标系下建立数学模型，实现有功和无功的解耦控制[6]。

基于前述假设，由逆变器的开关工作原理，并利用KCL 和KVL ，便可建立逆变器的数学模型。

通常可采用开关函数或通过占空比描述三相电桥建立逆变器数学模型。

鉴于开关函数描述三相电桥比较精确、直观，易于理解，且方便仿真，本文采用开关函数法。

1. abc 坐标系下的数学模型每对桥臂都只有两种状态，同一时刻，一对桥臂上一个开关导通另一个开关则关断，因此，三相全桥逆变器一共有8种开关状态。

可对逆变器开关函数n S 做如下定义：10n S ⎧=⎨⎩上桥臂导通，下桥臂关断（n=a,b,c ）上桥臂关断，下桥臂导通(1)如表2-1所示，逆变器的8种开关状态下逆变器输出电压与直流侧电压dc U 的关系，表中a U 、b U 、c U 是逆变器输出的相电压，ab U 、bc U 、ca U 是线电压。

表2-1 逆变器8种开关状态下交流侧输出电压与直流侧电压的关系由表2-1可以归纳出用a S 、b S 、c S 表示逆变器交流侧输出的相电压与线电压的方程式，即：2111213112a a dc b b c c U S U U S U S --⎛⎫⎛⎫⎛⎫ ⎪ ⎪ ⎪=⨯-- ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪⎪--⎝⎭⎝⎭⎝⎭ (2)110011101ab a bc dc b ca c U S U U S U S -⎛⎫⎛⎫⎛⎫ ⎪ ⎪ ⎪=⨯- ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪⎪-⎝⎭⎝⎭⎝⎭(3)由KCL 导出逆变器各相回路电压方程：a aa ab b b bc cc c di U E Ri L dtdi U E Ri L dt di U E Ri L dt ⎧=++⎪⎪⎪=++⎨⎪⎪=++⎪⎩(4)其中，cos()2cos()32cos()3a m b mc m E E t E E t E E t ωπωπω⎧⎪=⎪⎪=-⎨⎪⎪=+⎪⎩(5)式中，m E ——电网相电压的幅值； ω—— 电网基波角频率。

化简（3.4）式可得逆变器交流侧三相静止坐标系下的数学模型：10010010011010010010001001001aa a ab b b bc c c c di dt U i E di R U i E dt L L L U i E di dt ⎛⎫ ⎪⎛⎫⎛⎫⎛⎫⎛⎫⎛⎫⎛⎫ ⎪⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪=-- ⎪ ⎪ ⎪⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪ ⎪⎝⎭⎝⎭⎝⎭⎝⎭⎝⎭⎝⎭ ⎪ ⎪⎝⎭(6)观察（6）式可知，abc 坐标系下的逆变器模型中各相电路参数之间彼此独立，所以该逆变器是一个线性解耦系统，可通过调节输出电压改变交流侧电流从而控制逆变器。

但逆变器模型中仍包含随时间变换的交流量，具有多变量、强耦合的特点，非常不方便设计控制系统。

因此需要进行坐标变换，把三相静止坐标系下的逆变器模型转化到两相同步旋转坐标系中，把模型中的交流量变换成直流量，达到解耦控制有功功率与无功功率的目的，使功率因数接近1。

2. αβ坐标系下的数学模型可以根据两种原则进行坐标变换，其一是根据“等量”原则，变换前后通用矢量相等，变换矩阵前的系数为2/3；其二是根据“等功率”原则，变换前后功率相。

本文采用“等功率”原则进行坐标变换。

取a 相绕组的轴线与α轴重合，β轴超前α轴90°，则坐标变换前后两坐标系上的模型参数有如下对应关系[7]：111220a b c U UU U U αβ⎫⎛⎫⎪ ⎪ ⎪ ⎪⎝⎭⎝--⎛⎫= ⎪⎭⎝ (7)11122220a b c i ii i i αβ⎫⎛⎫⎪ ⎪⎪ ⎪⎪ ⎪⎪⎝⎭⎝--⎛⎫= ⎪⎭⎭⎝- (8)121210a b c U U U U U αβ⎛⎫-= ⎪⎝⎭-⎛⎫⎪⎛⎫⎪ ⎪⎪ ⎪ ⎪⎝⎭ ⎝(9)1221210a b c i i i i i αβ⎛⎫-= ⎪⎝⎭-⎛⎫⎪⎛⎫⎪ ⎪⎪ ⎪ ⎪⎝⎭ ⎝(10)用αβ坐标系中的变量代换abc 坐标系下所得模型中的变量，整理得αβ坐标系下的逆变器数学模型：10101di U E i R dt di U E i L L dt ααααββββ⎛⎫⎪-⎛⎫⎛⎫-⎛⎫ ⎪=- ⎪ ⎪ ⎪-- ⎪⎝⎭⎝⎭⎝⎭ ⎪⎝⎭(11)分析（11）式可知，虽然在αβ坐标系下的逆变器模型已经解耦合，但是模型中仍有交流量，故仍需进行2/2r s 坐标变换。

3．dq 坐标系下的数学模型在dq 坐标系中，由于坐标分量都是静止的直流量，可按照直流控制系统的设计方法设计逆变器控制系统，变量要少很多，且没有耦合，比在abc 坐标系下直接设计控制系统简单得多。

设零时刻dq 坐标系的d 轴与αβ坐标系的α轴重合，代表有功分量，q 轴超前d 轴90°，代表无功分量。