5.2-zcs准谐振buck_boost
电流断续时Buck-Boost转换器的工作原理和基本关系
电流断续时Buck-Boost转换器的工作原理和基本关系
BuckBoost 转换器有3 种开关模式。
（1）开关管V 导通，电感电流iLf 从零增加到最大值ILf max；
（2）开关管V 关断，二极管续流，电感电流iLf 从ILf max 降到零；
（3）开关管V 和二极管D 都关断（截止），在此期间电感电流iLf 为零，负载由输出滤波电容Cf 供电。
这3 种开关模式的等效电路如图所示。
在开关管V 导通期间，电感电流iLf 从零开始增加，其增加量△
iLf（+）为
开关管V 关断后，电感电流iLf 从ILf max 线性下降，在Tdis=TON+T’off 时刻下降到零，即
由式（3085）可以看出：在电感电流断续时，输出电压U。
不仅与输入电压Ui 和占容比Du 有关，而且还和负载电流I。
的大小有关。
从如图可以看出，开关管V 电流的最大值Iv max 等于二极管D 电流最大值和电感电流最大值ID max,并和电感电流最大值IL fmax 相等，即
式中，P。
-U。
I。
，是转换器的输出功率。
此式表明功率器件的最大电流，在电感电流断续工作时，仅由输出功率P。
确定。
tips:感谢大家的阅读，本文由我司收集整编。
仅供参阅！。
BUCK_BOOST_BUCK-BOOST电路的原理
BUCK BOOST BUCK/BOOST电路的原理Buck变换器：也称降压式变换器，是一种输出电压小于输入电压的单管不隔离直流变换器。
图中，Q为开关管，其驱动电压一般为PWM(Pulse width modulation脉宽调制)信号，信号周期为Ts，则信号频率为f=1/Ts，导通时间为Ton，关断时间为Toff，则周期Ts=Ton+Toff，占空比Dy= Ton/Ts。
、Boost变换器：也称升压式变换器，是一种输出电压高于输入电压的单管不隔离直流变换器。
开关管Q也为PWM控制方式，但最大占空比Dy必须限制，不允许在Dy=1的状态下工作。
电感Lf在输入侧，称为升压电感。
Boost变换器也有CCM和DCM两种工作方式、Buck/Boost变换器：也称升降压式变换器，是一种输出电压既可低于也可高于输入电压的单管不隔离直流变换器，但其输出电压的极性与输入电压相反。
Buck/Boost变换器可看做是Buck变换器和Boost变换器串联而成，合并了开关管。
Buck/Boost变换器也有CCM和DCM两种工作方式，开关管Q也为PWM控制方式。
LDO的特点：①非常低的输入输出电压差②非常小的内部损耗③很小的温度漂移④很高的输出电压稳定度⑤很好的负载和线性调整率⑥很宽的工作温度范围⑦较宽的输入电压范围⑧外围电路非常简单，使用起来极为方便DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。
斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式Ts不变，改变ton(通用)，二是频率调制方式，ton不变，改变Ts（易产生干扰）。
其具体的电路由以下几类：】（1）Buck电路——降压斩波器，其输出平均电压U0小于输入电压Ui，极性相同。
（2）Boost电路——升压斩波器，其输出平均电压U0大于输入电压Ui，极性相同。
（3）Buck－Boost电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui，极性相反，电感传输。
buckboost电路参数设计
buckboost电路参数设计1.引言1.1 概述概述部分的内容：引言部分将对buckboost电路的概念和工作原理进行简要介绍。
buckboost电路是一种常用的直流-直流（DC-DC）转换电路，能够实现电压降低（buck）或增加（boost）功能。
它通过在输入和输出之间使用一对开关器件和电感来实现对电压的变换。
相比于其他转换电路，buckboost电路具有更广泛的应用领域和更高的功率转换效率。
在本文中，将重点讨论buckboost电路的参数设计。
参数设计是指在设计过程中确定电路的元件数值，以满足给定的输入电压和输出电压条件，并确保电路的稳定性和可靠性。
参数设计是设计工程师需要考虑的关键问题，它直接影响到电路性能和工作效果。
本文将详细介绍buckboost电路的参数设计要点。
首先，将介绍电路的基本原理和工作模式，以便读者更好地理解参数设计的背景和需求。
其次，将分析参数设计中需要考虑的关键因素，如输入电压范围、输出电压稳定性、电感和开关器件的选取等。
此外，还将介绍一些常用的参数设计方法和技巧，以帮助读者更好地进行电路设计和优化。
通过本文的阅读和学习，读者将能够全面了解buckboost电路的参数设计要点，并具备进行实际设计工作的基础知识和技能。
本文的内容将为设计工程师提供有价值的参考和指导，促进buckboost电路设计的发展和优化。
1.2文章结构1.2 文章结构本长文旨在介绍和探讨buckboost电路参数设计的要点。
文章将分为引言、正文和结论三个部分。
引言部分将首先对文章进行概述，简要介绍buckboost电路的背景和应用。
接着，阐述文章的结构，即介绍各个章节的主要内容和目的。
正文部分将详细介绍buckboost电路的基本原理和工作方式。
同时，重点关注buckboost电路参数设计的要点，包括输入电压范围、输出电压范围、电流要求、效率要求等。
通过深入分析这些参数设计要点，读者将能够了解如何根据具体需求来优化buckboost电路的设计。
双管Buck-Boost变换器的输入电压前馈控制方法
图 2.1 单电压调节器电压控制示意图 .................................................................................................9 图 2.2 单调节器双载波两模式控制策略调制示意图 .......................................................................10 图 2.3 单调节器双载波两模式控制时占空比 d1、d2 与 ve 的关系曲线 ..........................................11 图 2.4 单调节器单载波两模式控制策略调制示意图 .......................................................................11 图 2.5 单调节器单载波两模式控制时占空比 d1、d2 与 ve 的关系曲线 ..........................................12
南京航空航天大学 硕士学位论文 双管Buck-Boost变换器的输入电压前馈控制方法 姓名：曹伟杰 申请学位级别：硕士 专业：电力系统及其自动化 指导教师：阮新波 2011-03
南京航空航天大学硕士学位论文
摘
要ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ
为了解决能源危机和环境污染，风能和太阳能等可再生能源发电近年来发展迅速。由于受 气候的影响，风电和光伏发电的输出电压范围很宽，其并网逆变器一般采用两级式结构，前级 DC-DC 变换器将这个很宽的电压调节到一个恒定的值， 再由后级 DC-AC 变换器并联到电网中， 本文研究前级 DC-DC 变换器。 双管 Buck-Boost 变换器可以工作在 Buck 模式和 Boost 模式，可以在很宽的输入电压范围 内实现高的变换效率，因此本文选择该变换器作为前级 DC-DC 变换器。本文采用一种单调节 器双载波两模式控制策略，实现了全电压和全负载范围内变换器工作模式准确平滑的切换。为 了解决输入电压突变引起的输出电压上冲或跌落问题，本文提出一种输入电压前馈控制策略， 分别推导了在 Buck 模式和 Boost 模式下的输入电压前馈函数。 由于这两种模式的前馈系数不相 同，需要判断变换器的工作模式以选择相应的输入电压前馈信号。本文提出通过采用两个调制 信号且保证它们在模式分界点相等，在保证变换器两个模式正常工作以及模式之间平滑切换的 前提下，等效实现不同工作模式下自动选择相应的输入电压前馈信号来调节输出电压，而不需 要判断变换器的工作模式。 基于上述理论分析， 为了验证设计和控制的有效性， 本文研制了一台输入电压 250V~500V， 输出电压 360V，额定功率 3kW 的原理样机，并进行了仿真和实验验证。仿真和实验结果表明 本文所提出的输入电压前馈控制策略是有效的。
具有低输出纹波的双电感复用无桥buck-boost_PFC_变换器
第27卷㊀第11期2023年11月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.27No.11Nov.2023㊀㊀㊀㊀㊀㊀具有低输出纹波的双电感复用无桥buck-boostPFC 变换器陈正格,㊀许建平,㊀陈旭,㊀漆谨(西南交通大学电气工程学院,四川成都611756)摘㊀要:单相buck-boost 功率因数校正(PFC )变换器凭借高功率因数(PF )与升降压的输出特性广泛应用于小功率非隔离LED 场合(ɤ25W ),但是随着双碳政策的推行,需要进一步提升变换器性能㊂因此提出一种双电感复用的单级无桥buck-boost 变换器,其双电感分别交替工作于电感电流不连续导通模式(DCM )与连续导通模态(CCM )㊂工作于CCM 的电感可以与电容构成LC 滤波电路减小输出纹波,工作于DCM 的电感可以使变换器仍然采用单电流闭环控制实现接近于1的PF 与输出调节㊂此外,所提出的变换器仍然可以采用含谐波注入的控制,进一步降低输出电流纹波,实现PF 与输出电流纹波的权衡㊂最后,两台实验样机验证了拓扑的可行性和理论分析的正确性㊂关键词:buck-boost ;功率因数校正;无桥;双电感复用;电感工作模态;低输出电流纹波DOI :10.15938/j.emc.2023.11.004中图分类号:TM46文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)11-0030-10㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-10-28基金项目:中国博士后科学基金(2021M702709);中央高校基本科研业务费专项资金(2682022CX017)作者简介:陈正格(1991 ),男,博士,研究方向为变换器拓扑及其控制㊁可靠性分析等;许建平(1963 ),男,博士,教授,博士生导师,研究方向为高效率电能变换㊁控制及其系统;陈㊀旭(1999 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子与电力传动;漆㊀谨(1999 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子与电力传动㊂通信作者:陈正格Low output ripple single-stage bridgeless buck-boost PFCconverter with dual-inductor multiplexingCHEN Zhengge,㊀XU Jianping,㊀CHEN Xu,㊀QI Jin(School of Electrical Engineering,Southwest Jiaotong University,Chengdu 611756,China)Abstract :Single-stage buck-boost power factor correction (PFC)converter featuring high power factor (PF)and step-up /down capabilities,is widely used for low power non-isolated LED applications (ɤ25W),however,the launch of the carbon neutralization policy requires the converter to further im-prove performance.A single-stage bridgeless buck-boost converter with dual-inductor multiplexing was proposed with two inductors alternatively operating in discontinuous conduction mode (DCM)and contin-uous conduction mode (CCM).The inductor operating in CCM helps filter switching frequency ripple,and in DCM allows the converter to utilize simple single closed-loop control to achieve output current reg-ulation and near unity PF.Harmonic injection technique is applicable to the proposed converter to further reduce output current ripple.A tradeoff between PF and output current ripple was achieved.Experimen-tal tests verify the topology effectiveness and theoretical correctness.Keywords :buck-boost;power factor correction;bridgeless;inductor multiplexing;inductor conductionmode;low output current ripple0㊀引㊀言在全球范围内,照明系统消耗了近20%的电力,预计未来20年照明能源需求将进一步增加[1]㊂近十年来,传统光源正被寿命更长㊁发光效率更高的发光二极管(light emitting diode,LED)取代[1-2]㊂目前,LED照明被广泛应用于城市亮化工程㊁无人机表演㊁路灯照明㊁大型场馆照明㊁电动汽车㊁农业等多种场合[3]㊂随着LED的大范围使用,Energy star 等产品性能标识对LED的要求也变得苛刻㊂如2009年生效的标准中,仅要求功率ȡ25W的民用LED照明功率因数(power factor,PF)ȡ0.7,商用LED照明PFȡ0.9;而2011年生效的标准已对功率ȡ5W的LED照明均做出上述要求[4]㊂因此,研究高性能的LED驱动具有超前意义㊂目前,LED驱动主要性能指标包括成本㊁使用寿命㊁效率㊁光谱调节能力㊁光照范围等[4-5]㊂由于应用场合的差异,LED驱动电路的性能侧重点有所不同㊂比如,在街边路灯照明中,由于数量众多的路灯整体能耗大㊁维护成本高,LED装置的使用寿命㊁光照范围与发光效能较为重要[6-7];而在农业应用中,由于植物在不同生长阶段对不同特定波长光源有不同的反应,因此LED装置应具备精细可控的光谱调节能力㊁低启动电流与高效率等特性[8]㊂因此,为应对特定场景的不同要求,相关学者提出不同的功率因数校正变换(power factor correc-tion,PFC)电路驱动LED㊂为延长AC-DC驱动电路的使用寿命,学者们提出多种输出电流纹波抑制㊁消除电路,避免在输出侧使用寿命有限的电解电容[9-12]㊂在液晶显示器中,为实现LED高演色性(color rendering index,CRI),避免传统白光LED色移现象[13],学者们采用多路并联RGB-LED[14]㊁可快速调节母线电压的辅助电路[15]㊁母线电容可控投切[16]等方式;其次,为实现多路输出LED串的均流,简单㊁高效㊁低成本的多种无源均流电路被学者提出与分析[17-19]㊂另外,为降低电价增长带来的变换器运行成本,同时响应低碳的政策号召,各类无桥AC-DC变换器被提出[20-29]㊂这类拓扑不再使用二极管整流桥,而是通过减少电流通路中半导体器件数量实现更低的导通损耗[20]㊂近十年来,基于boost㊁Cuk㊁buck-boost 等广泛应用于AC-DC LED驱动的经典电路拓扑,学者们提出更高效的无桥AC-DC LED驱动变换器[24-27]㊂文献[24]提出基于双并联Cuk变换单元所得的无桥Cuk电路并分析其工作特性㊂文献[25]提出谐振无桥boost LED驱动电路,通过谐振电容均流网络实现多路均流㊂文献[26]基于传统boost PFC与半桥LLC谐振电路的两级架构,提出一种通过器件融合的准单级无桥电路,其具有更少的开关器件㊂文献[27]基于双buck-boost变换单元给出一种低开关管应力的单级无桥buck-boost PFC拓扑,但该类无桥拓扑的双变换单元仅交替工作于半个工频周期,器件利用率不高㊂针对文献[27]的缺点,本文提出一种通过双电感复用实现低输出电流纹波的无桥buck-boost PFC 变换器㊂所提出的变换器具有以下特性:1)其中一个电感与输入侧连接,工作于电流断续导电模式(discontinuous conduction mode,DCM),变换器可采用单闭环控制实现高PF与输出调节;2)另一电感与输出侧连接,工作于电流连续导电模式(continu-ous conduction mode,CCM),滤除更多高次输出谐波,实现低输出纹波;3)类似传统buck-boost PFC变换器,该改进型拓扑仍然可以使用含谐波注入的控制进一步降低输出电流纹波㊂本文分析变换器工作原理,推导PF值㊁输出纹波i o,rip表达式,给出谐波注入的控制方法㊂最后,通过实验验证拓扑的可行性与理论分析的正确性㊂1㊀无桥buck-boost PFC变换器1.1㊀提出的拓扑介绍由于buck-boost PFC变换器的功率通常仅为数十瓦,一般采用简单的单电流闭环控制㊂图1给出了传统buck-boost PFC变换器主电路图,包括二极管整流桥㊁开关管S㊁二极管D㊁输出电容C o㊁电感L㊁电磁干扰(electromagnetic interference,EMI)滤波电容C f㊁电感L f㊂图1㊀传统buck-boost PFC变换器及其控制Fig.1㊀Conventional buck-boost PFC converter and its control schematic13第11期陈正格等:具有低输出纹波的双电感复用无桥buck-boost PFC变换器图2(a)㊁图2(b)分别给出了单电流闭环控制和含谐波注入的单电流闭环控制无桥buck-boostPFC 变换器原理图㊂在无桥buck-boost PFC 拓扑中,包括整流二极管D R1和D R2㊁开关管S 1和S 2㊁输出二极管D 1和D 2㊁电感器L 1和L 2㊁输出电解电容C 1和C 2以及双向中间电容C 3㊂其中,S 1㊁S 2的驱动信号V gs1㊁V gs2可以完全相同,实现控制简化㊂在无桥buck-boost PFC 拓扑[22]中,由S 1㊁D 1㊁L 1和S 2㊁D 2㊁L 2组成的双buck-boost 变换单元分别仅工作在正㊁负半个工频周期,变换器整体器件利用率不高㊂本文仅增加中间电容C 3(如图2所示),可以使得双电感在半个工频周期内,分别工作于DCM 与CCM,且未增加控制复杂性㊂图2㊀提出的无桥buck-boost PFC 变换器及两种控制方法Fig.2㊀Proposed bridgeless buck-boost PFC converterand its two control schematics1.2㊀工作模态为简化分析,作如下假设:1)所有器件为理想器件;2)工频周期远大于开关周期T S ,输入电压v in 在一个开关周期内可以认为是常数㊂由于无桥buck-boost PFC 变换器在正㊁负半个工频周期的运行模式相似,本文仅给出正半工频周期工作模态图,如图3所示㊂图4给出了半个工频周期与开关周期所对应的主要器件波形图㊂由图3与图4可知,所提出的buck-boost PFC 变换器由于交流输入过零换流而存在两种工作阶段:1)当交流输入处于过零换流阶段时,变换器中间电容电压v C 3也需要完成换向;此时,变换器工作模态为A1~A3,v C 3电压不断增大,且只有一个电感处于DCM;2)当中间电容电压v C 3足够大(即存储能量足够大)时,C 3可以支撑闲置电感开始运行于CCM;此时,变换器开始运行于主要工作模态,其工作模态为B1~B4,且两个电感分别工作于CCM 与DCM㊂下边对第一㊁第二工作阶段分别进行介绍㊂首先介绍A1~A3工作模态对应的第一工作阶段㊂工作模态A1[t A0~t A1]:如图3(a)所示,当S 1导通时,v in 对L 1充电,i L 1线性增大㊂同时,C 1与C 2为负载供能㊂此阶段,i L 1增大,V C 1㊁V C 2减小㊂工作模态A2[t A1~t A2]:如图3(b)所示,当S 1关断时,i L 1通过D 1向C 1㊁C 3与负载供能,C 2继续为负载供能㊂此阶段,i L 1㊁V C 2减小,V C 1㊁v C 3增大㊂工作模态A3[t A2~t A3]:如图3(c)所示,S 1保持关断,当i L 1下降至0时,此工作模态开始㊂C 1与C 2为负载供能㊂此阶段V C 1㊁V C 2减小,v C 3不变㊂在工作模态A1~A3所示的第一工作阶段中,v C 3不断增大,V C 2不断减小,直到v C 3>V C 2时,电感L 2的两端电压v L 2不为0,变换器进入第二工作阶段,其工作模态为B1~B4㊂工作模态B1[t B0~t B1]:如图3(d)所示,当S 1导通时,v in 对L 1充电,i L 1线性增大㊂同时,L 2㊁C 3㊁C 1存储的能量向输出电容C 2与负载传递㊂此阶段,i L 2㊁v C 3㊁V C 1减小,i L 1增大㊂工作模态B2[t B1~t B2]:如图3(e)所示,当S 1关断时,i L 1通过D 1向C 1㊁负载供能㊂同时,i L 1较大的电流会导致中间电容C 3的电流方向瞬间突变㊂此时,i L 1㊁i L 2非线性减小,v C 3非线性增大㊂当v C 3增大并超过V C 2,则由于v L 2=V C 2-v C 3<0而导致i L 1开始向L 2充电,即i L 2达到谷值i L 2,va 并开始增大㊂此阶段,i L 1减小,V C 1㊁v C 3增大㊂工作模态B3[t B2~t B3]:如图3(f)所示,S 1保持关断,当i L 1下降到与i L 2相等时(即i C 3=0,因为i L 1=i L 2+i C 3),该工作模态开始㊂该阶段,v C 3不断减小,且i C 3(i L 1<i L 2)反向电流不断增大,即中间电容C 3向C 2㊁L 2传能㊂此阶段,i L 1㊁V C 1非线性下降,其中i L 1保持下降至0,i L 2增大,V C 1㊁v C 3减小㊂23电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图3㊀提出的变换器交流换流时工作模态与主模态Fig.3㊀AC input transition operation modes and main operation modes of proposedconverter图4㊀不同工作模态的关键器件波形图Fig.4㊀Theoretical waveforms of key components in different operation modes㊀㊀工作模态B4[t B3~t B4]:如图3(g)所示,S 1保持关断,当i L 1下降到0时,该工作模态开始㊂该阶段,i L 1保持为0,L 2㊁C 3㊁C 1存储的能量向输出电容C 2与负载传递㊂此阶段,v C 3㊁V C 1非线性减小,i L 2非线性增大㊂当v C 3不断下降并小于V C 2时,则由于v L 2=V C 2-v C 3>0而导致i L 1达到峰值I L 2,pk ,i L 1开始下降㊂此阶段,V C 1㊁v C 3减小㊂2㊀变换器PF 与输出纹波性能分析2.1㊀PF 分析令输入电压峰值为V M ,角频率为ω,则v in 为v in (t )=V M sin(ωt )㊂(1)开关管的平均电流i S1,ave 可以看作输入电流i in ,表达式为i in (t )=i S1,ave (t )=V M |sin(ωt )|d 2L2L 1f S㊂(2)式中:d L 为电感的充电时占空比(即开关管的导通占空比);f S 为开关频率;sin(ωt )的绝对值表示变换器工作于正半工作周期㊂根据式(1)㊁式(2)可以推导瞬时输入功率p in与平均输入功率P in 为:p in (t )=i in (t )v in (t )=(d L V M )22L 1f S sin 2(ωt );(3)P in=1T L /2ʏT L /2i in (t )v in (t )d t =(d L V M )24L 1f S㊂(4)33第11期陈正格等:具有低输出纹波的双电感复用无桥buck-boost PFC 变换器根据式(4)可以推导出导通占空比d L 的表达式为d L =2L 1f S P in /V M ㊂(5)由式(5)可知,在理想条件下,由于L 1㊁f S ㊁P in 与V M 是固定值,占空比d L 也相对固定㊂另一方面,忽略由于使用EMI 滤波器导致的输入电压与输入电流的相位偏移,可以推导变换器的理论PF 为PF =P inV rms I rms =(d L V M )2/42L 1f SV M2ʏT L /2[i in (t )]2d t /T L=1㊂(6)式(6)表明,所提出的变换器在理想情况可以与传统buck-boost PFC 变换器一样,实现高PF㊂这是由于所提出的变换器与输入侧连接时,其工作模态与传统变换器基本相同㊂2.2㊀输出纹波与参数分析将输出星接电容等效为三角接电容,可以得到图5(a)所示的变换器工作等效电路图㊂其中C 1㊁C 2㊁C 3与等效电容C 1E ㊁C 2E ㊁C 3E 的关系为:C 1E =C 2E =C 2C 3C 1+C 2+C 3;C 3E=C 1C 2C 1+C 2+C 3㊂üþýïïïï(7)进一步地,可以将工作等效电路简化为如图5(b)所示的输出等效电路㊂在图5(b)中,相对于传统buck-boost PFC 变换器,所提出变换器的输出等效电路增加了LC 滤波㊁等效电容C 1E ㊂因此,理论上,具备实现更小的输出电流纹波的条件㊂根据式(3)㊁式(4)可知,p in =2P in sin(ωt )㊂输出二极管D 1的平均电流i D1,avg 可以表示为i D1,avg (t )=p in (t )V o =2|sin ωt |2P inV o=I o -I o cos(2ωt )㊂(8)式中I o 为输出电流平均值㊂为简化分析,仅对二倍工频谐波进行输出纹波分析,建立如图5(b)所示的输出等效电路㊂图5(b)中的等效阻抗Z eq 可以采用诺顿定理推导得到,即Z eq=(R ESR -j /2ωC 3E )(Z LC -j /2ωC 1E )R ESR -j /2ωC 3E -j /2ωC 1E +Z LC㊂(9)式中Z LC =L 1C 1E (j2ωL 1-j /2ωC 1E )㊂在图5(b)中,仅考虑输出二倍工频纹波电流(即-I o cos(2ωt ))在负载R L ㊁等效阻抗Z eq 的分流情况㊂则等效电流源I ㊃eq 为I㊃eq=I ㊃o(j /2ωC 1E )Z LC -j /2ωC 1E =I ㊃o -2j ωZ LC C 1E -1㊂(10)由式(9)㊁式(10)可以得到输出二倍工频纹波在负载侧的表达式为I ㊃RL=-Z eq I ㊃o(Z eq+R L )(2j ωZ LC C 2E +1)㊂(11)最后,变换器的输出电流纹波i o,rip 为i o,rip (t )=|I㊃RL|cos{2ωt +arctan[imag(I ㊃RL )real(I ㊃RL )]}㊂(12)图5㊀提出变换器的等效电路Fig.5㊀Equivalent circuit of the proposed converter为反映输出纹波随电容㊁电感参数的变化情况,选取典型值I o =0.5A,ω=100πrad /s,R L =50Ω,C 3=0.47μF,R ESR =20mΩ㊂根据式(12)可以得到,输出纹波电流i o,rip 峰-峰值随输出电容C 1㊁C 2与电感L 1㊁L 2的变化曲面,如图6所示㊂由图可知,所提出的变换器输出纹波电流i o,rip 主要受到输出电容C 1㊁C 2影响,即电容值越大则输出纹波越小,符合输出电容越大对二倍工频纹波滤波效果越强的规律㊂另外,电感L 1㊁L 2对i o,rip 的影响比较小,表现为电感值越大则输出纹波越小㊂43电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图6㊀输出电流纹波随电感、电容的变化曲面Fig.6㊀Output current ripple with output capacitorsand inductors as variables2.3㊀谐波注入控制通过在控制部分引入输入谐波分量可以实现输入功率因数与输出纹波的权衡控制[9-10]㊂这种控制本质是降低PF 值至一定值(通常ȡ0.9),以实现更低的输出电流纹波㊂在实际应用中,较高的PF 值不会带来经济效益,而较低的输出纹波可以让厂家选用更小容值的低成本电容达到同样的输出纹波要求,经济效益更高㊂本文提出的无桥buck-boost PFC 变换器同样可以采用这种PF 与输出纹波的权衡控制,图2(b)给出了控制实现框图㊂这种谐波注入的控制策略,在输入功率P in 较小时,采用较大占空比;在P in 较大时,采用较小占空比,可以实现输入功率平滑传输至输出侧,减小输出纹波㊂具体占空比d L ,H 为d L ,H =ad L (1-k |sin ωt |)=2aL 1f S P in (1-k |sin ωt |)/V M ㊂(13)式中a 与k 都是常数㊂为确定a 与k 值,将式(13)中的d L ,H 代替式(4)中的d L ,可以得到谐波注入控制下的P in,H 为P in,H=2P in a 2πʏπ|sin ωt |2[1-k |sin ωt |]2d(ωt )=2P in a 2π(3πk 28-8k 3+π2)㊂(14)由于P in =P in,H ,因此,由式(14)可得a =π/(34πk 2-163k +π)㊂(15)当占空比由d L ,H 确定时,谐波注入控制下的PF 为PF =2(38k 2π-83k +π2)πʏπ{sin(ωt )[1-k |sin(ωt )|]2}2d(ωt )=2(38k 2π-83k +π2)π(516πk 4-6415k 3+94πk 2-163k +π2)㊂(16)根据式(16),图7给出了以k 为变量的PF 曲线㊂为保证PF ȡ0.9,k 可以取0.607㊂由k =0.607,可以通过式(15)确定a =2.017,则式(13)中的d L ,H 为d L ,H =4.034L 1f S P in [1-0.607|sin(ωt )|]/V M ㊂(17)根据式(3)可以得到单闭环控制的无桥buck-boost PFC 变换器瞬时输出电流为i o (t )=p in /V o =P in[1-cos(2ωt )]/V o ㊂(18)同理,根据式(18)可以得到含谐波注入的单闭环控制时的变换器瞬时输出电流为i o,H (t )=㊀4.068P inV o[1-0.607sin(ωt )]2[1-cos(2ωt )]㊂(19)图7㊀PF 随k 值的变化曲线Fig.7㊀PF curve with constant k as variable将式(18)㊁式(19)中的输出电流除以输出电流I o (I o =P in /V o )进行标幺化,可以得到i o(Norm)(t )=1-cos(2ωt );(20)i o,H(Norm)(t )=4.068[1-0.607sin(ωt )]2ˑ[1-cos(2ωt )]㊂(21)根据式(20)㊁式(21),图8给出了两种控制方法所对应的输出电流标幺值㊂可以看到,采用含谐波注入的单电流闭环控制方法可以减小输出电流的53第11期陈正格等:具有低输出纹波的双电感复用无桥buck-boost PFC 变换器波动,降低输出电流纹波㊂但是,该方法的代价就是如图7所示的PF 值仅大于等于0.9㊂图8㊀两种控制方法输出电流标幺值Fig.8㊀Normalized output current under two controlmethods3㊀实验验证由于单级buck-boost PFC 变换器通常应用于功率ɤ25W 的非隔离LED 应用场合[4]㊂因此,为验证所提出的变换器可行性,分别构建了13W 的传统buck-boost PFC 变换器(Conv.)和所提出的buck-boost PFC 变换器(Prop.)实验样机㊂其中,传统buck-boost PFC 变换器通过图1(a)所示的控制原理图实现㊂为保证控制环路参数的一致性以及实验简便性,样机均采用DSP TMS320F28335实现闭环控制㊂表1给出了关键电路参数,C 1㊁C 2串联,所以C 1=C 2=2C ,V C 1=V C 2=1/2V C ㊂图9给出了所提出的变换器实验样机,传统buck-boost PFC 变换器实验样机基于同一PCB 改造得到㊂开关管S㊁S 1㊁S 2为IPW65R125C7,整流和输出二极管为IDH06G65C5,电感L ㊁L 1㊁L 2磁芯为美磁Kool Mμ77206A7,C ㊁C 1㊁C 2均为电解电容,C 3为MKT1822系列的薄膜电容㊂注意,由于输出电容C 1和C 2是串联的(见图2),因此,C 1和C 2的电容值应为C (见图1)的两倍,但是,C 1和C 2的耐压值仅为C 的1/2㊂表1㊀电路参数Table 1㊀Circuit parameters㊀参数传统变换器所提出变换器f S /kHz 5050V in /f L 110Vac /50Hz 110Vac /50Hz I o /P o 0.5A /13W0.5A /13WL /μH140140C ∗150μF /35V300μF /16VC 3 0.47μF /63V图9㊀所提出的电感复用无桥buck-boost PFC 变换器样机Fig.9㊀Prototype of the proposed bridgeless buck-boostPFC converter with multiplexing inductors㊀㊀在110Vac 输入电压时,分别对传统buck-boost PFC 变换器与所提出的电感复用无桥buck-boost PFC 变换器实验样机进行测试㊂表2给出了具体的实验结果对比㊂表2㊀Buck-boost PFC 变换器实验结果Table 2㊀Experimental results of compared converter㊀参数传统变换器(单闭环控制)提出的变换器(单闭环控制)提出的变换器(含谐波单闭环控制)PF0.9980.9980.908THD i /% 2.9 3.345.6i o,rip /mA220190140Eff./%78.181.380.1图10给出了传统buck-boost PFC 变换器的实验波形㊂由图10(a)㊁图10(b)可知,传统变换器的电感电流i L 在每个交流工频周期中均运行于DCM,开关管漏源两端电压V ds 包络线跟随整流后输入电压V d ㊂结合图10(c)可知,这种传统变换器可以采用简单的单电流环实现稳定运行与输入电流高正弦性㊂图11给出了所提出的电感复用buck-boost PFC 变换器在单电流环控制下的实验波形㊂由图11(a)㊁图11(b)可知,在半个工频周期内,电感电流i L 1㊁i L 2分别交替工作于DCM 与CCM,验证了变换器电感的双工作模态;且中间电容电压v C 3经过短暂的换流后,与工作于CCM 的电感电流形成如图4所示的能量交互,即中间电容C 3与CCM 电感组成滤波网络实现变换器低输出纹波特性㊂另外,结合63电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图11(c)可知,所提出的变换器在单电流环控制下的输出电流纹波为190mA,与图6所示的理论计算值(206mA)接近(注:由于器件参数偏差与测量误差等因素,理论计算值与实际测量值存在一定的偏差)㊂图10㊀传统buck-boost PFC 变换器在单电流环控制时的实验波形Fig.10㊀Experimental waveforms of conventional buck-boost PFC converter图12给出了所提出的变换器在含谐波注入时的单电流环控制下的实验波形㊂由图12(a )㊁图12(b)可知,变换器电感仍然交替地工作于DCM 与CCM,未受到谐波注入的影响㊂结合图12(c)可知,在这种谐波注入控制方式下,变换器输入电流i in 有所畸变,但是变换器PF 值维持在0.908,与图7的理论计算值(PFȡ0.9)接近,验证了参数设计的准确性㊂图11㊀提出的无桥buck-boost PFC 变换器在单电流环控制时的实验波形Fig.11㊀Experimental waveforms of proposed bridge-less buck-boost PFC converter在输出电流纹波i o,rip 方面,对比图10(c)和图11(c),所提出的变换器输出电流纹波(190mA)比传统变换器(220mA)更小㊂这是因为所提出变换器的一个电感与中间电容C 3构成了LC 滤波,可以进一步减小输出纹波㊂另外,对比图11(c)和图12(c),输出电流纹波i o,rip 由190mA 降低到了140mA,降低了35.7%,验证了所提出变换器在含谐波注入控制时,可以实现更低的输出电流纹波㊂在PF㊁THD i 方面,传统变换器的PF 和THD i 分别为0.998和2.9%㊂相应地,所提出的变换器在同样的单电流闭环控制时,PF 和THD i 分别为0.99873第11期陈正格等:具有低输出纹波的双电感复用无桥buck-boost PFC 变换器和3.3%㊂两种变换器的测量数据相近,表明当所提出的变换器与传统变换器使用同样的控制策略时,他们具有几乎相同的PF 和THD i 性能㊂此外,如2.3节所述,当所提出的变换器使用含谐波注入的控制时,通过设置a ㊁k ,可以保证变换器的PF 值高于0.9(实验中为0.908),但是其输出电流纹波仅为140mA,验证了参数设计与理论分析的正确性㊂图12㊀提出的无桥buck-boost PFC 变换器在含有谐波注入控制时的实验波形Fig.12㊀Experimental waveforms of proposed bridge-less buck-boost PFC converter with the har-monic injection control在效率方面,当所提出的变换器采用无谐波注入控制时,变换器的测量效率为81.3%,当采用谐波注入控制时,该变换器的测量效率为80.1%㊂这是因为在含谐波注入的控制时,更多的输入电流谐波会流入变换器,降低了变换器效率㊂另一方面,传统变换器的测量效率仅为78.1%㊂即所提出的无桥buck-boost PFC 变换器在含谐波注入控制时㊁不含谐波注入控制时的效率都略高于传统变换器㊂4㊀结㊀论本文提出一种双电感复用无桥buck-boost PFC 变换器,提高了双变换单元在无桥拓扑中的器件利用率㊂在半个工频周期内,双电感分别交替工作于DCM㊁CCM,且不需要复杂的控制㊁额外的辅助电路㊂工作于DCM 的电感,使变换器可以采用单闭环控制实现高PF 与输出电流调节;工作于CCM 的电感,与中间电容构成额外滤波电路,减小变换器输出纹波㊂此外,该变换器仍然可以采用含谐波注入的控制方法,通过主动降低PF 至0.908,可降低35.7%的输出电流纹波㊂实验样机验证了理论分析的正确性㊂参考文献:[1]㊀WANG Yijie,ALONSO M,RUAN Xinbo.A review of LED driversand related technologies[J].IEEE Transaction on Industrial Elec-tronics,2017,64(7):5754.[2]㊀沈霞,王洪诚,许瑾.基于SEPIC 变换器的高功率因数LED 照明电源设计[J].电机与控制学报,2010,14(1):41.SHEN Xia,WANG Hongcheng,XU Jin.Design of LED lighting power supply with high power factor based on SEPIC converter [J].Electric Machines and Control,2010,14(1):41.[3]㊀景妍妍,曲小慧,韩洪豆,等.基于可调增益恒流源补偿网络的磁场耦合无线电能传输LED 驱动电路[J].中国电机工程学报,2016,31(S1):1.JING Yanyan,QU Xiaohui,HAN Hongdou,et al.The magnetic coupled wireless power transfer driver based on adjustable gain constant-current compensation network [J ].Proceeding of the CSEE,2016,31(S1):1.[4]㊀罗全明,高聪哲,周雒维.一种ZVT 无整流桥Boost 功率因数校正[J].电机与控制学报,2010,14(10):44.LUO Quanming,GAO Congzhe,ZHOU Luowei.Zero-voltage-transition bridgeless Boost PFC[J].Electric Machines and Con-trol,2010,14(10):44.[5]㊀乔之勇,施怡乐,张良,等.无电解电容LED 驱动电源纹波补偿控制策略综述[J].电源学报,2022,20(3):115.QIAO Zhiyong,SHI Yile,ZHANG Liang,et al.Review of ripple compensation control strategies for electrolytic capacitor-less LED driver[J].Journal of Power Supply,2022,20(3):115.[6]㊀CHENG C,CHANG C,CHUNG T,et al.Design and implementa-tion of a single-stage driver for supplying an LED street-lighting module with power factor corrections [J].IEEE Transactions on Power 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Buck-Boost变换器基本公式和概念
Buck转换器CCM (1)纹波电压 (1)纹波电流 (1)Buck转换器DCM (2)纹波电压 (2)DCM工作原理 (2)电感峰值电流 (4)电压变换比 (5)Boost转换器CCM (6)电流纹波 (7)电压纹波 (8)Boost转换器DCM (9)纹波电压 (9)DCM工作原理 (9)电感峰值电流 (11)电压变换比 (12)变换器的特性总结 (13)PWM模式 (14)PFM模式 (14)时钟模式PFM（Clocked PFM） (14)跳周期PFM（Skipping Cycles） (15)电压模式 (18)电流模式 (19)峰值电流控制模式 (20)平均电流控制模式 (20)开关电源指标 (21)功耗分析 (21)切换原理 (24)Boost能量传输 (25)负载调整率 (25)电压调整率 (25)斜坡补偿 (26)Buck 转换器 CCM纹波电压20208S V D V T LC∆=1200211021111()222888t S S C S S S t TT V V D I I V i dt T D T T C C C C L LC∆∆∆=====⎰纹波电流22g g sL s V V V DD T i DT LL'-∆==结论：纹波电流和负载无关Buck 转换器 DCM纹波电压20012()1()2S T I I V D D C I∆-∆=+∆1200121()11()2t S C t T I I V i dt D D C C I∆-∆==+∆⎰DCM 工作原理模式下Buck 变换器等效电路IQ1导通电感电压()()L g g v t V v t V V =-≈-电容电流()()()()c L L v t Vi t i t i t R R=-≈- IID1导通电感电压()()L v t v t V =-≈- 电容电流()()()()c L L v t V i t i t i t R R=-≈- III 电流断续电感电流0L i = 电感电压0L v = 电容电流()()()()c L v t v t Vi t i t R R R=-=-≈- 电感峰值电流()()/D c i t i t V R =+积分取平均11()()/sst T t T D c ttssi t dt i t dt V R T T ++=+⎰⎰由于电容平均电流是零/D i V R ⇒= 电容充电平衡，电感峰值电流12g pk L s V V i i DT L-=∆=面积相等121121()()2()()2Lpk s s L g i t dt i D D T D Ti V V D D L =+=-+⎰112()()2sg D T V V V D D R L⇒=-+电压变换比联立电感伏秒平衡以及电容充电平衡112112()()2g s g D V V D D D T V V V D D R L⎧=⎪+⎪⎨⎪=-+⎪⎩g V V ⇒== 2SL K RT =随着占空比的增大Buck 变换器的工作状态由DCM 转换成CCM(,)D CCM M D K DCM ⎧⎪=Boost 转换器 CCM开关在位置1时电感电压和电容电流：,/L g C v V i V R ==- 开关在位置2时电感电压和电容电流：,/L g C v V V i I V R =-=-在一个周期内电感充放电能量相等，即能量变化为0。
08.2.1-ZCS准谐振变换器
—Z C S准谐振变换器
ZCS准谐振变换器
1. 全波模式B u c k Z C S Q R
C
(1) 所有开关管、二极管均为理想器件；
(2) 所有电感、电容均为理想储能元件；
(3) 滤波电感L f 远大于谐振电感L r ；
(4) 滤波电感L f 电感足够大，输出为恒流源。
假设：
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()
r
in
L
r
V
i t t
L
=-
电感电流线性增加模式
谐振模式：L r和C r谐振
1 ()sin()
r
in
L O
r
V
i t I t t
Zω
=+-
谐振电感电流流过：D Q
1
()sin
() r
in
L O
r
V
i t I t t
Zω
=+-
谐振电容：恒流放电
22()()()r r O C C r
I v t v t t t C =--有缘学习更多＋谓ｙｇｄ３０７６考证资料或关注桃报：奉献教育（店铺）
换流结束
开关管关断：
ZCS
开关管开通：近似ZCS
1()sin ()r in L O r
V i t I t t Z ω=+-/in r O
V Z I >_min 0
r L I <I L r_min
为了在任意负载条件下电感电流i Lr 的能够回到0，要求
学习了其软开关实现条件学习了全波模式Buck ZCS QRC 小结与思考。
18种常见开关电源拓扑结构特点和优缺点对比
18 种常见开关电源拓扑结构特点和优缺点对比
本文主要讲了常见的开关电源拓扑结构特点和优缺点对比，常见的拓扑结构有Buck 降压，Boost 升压，Buck-Boost 降压-升压，Flyback 反激，
Forward 正激，Two-Transistor Forward 双晶体管正激等，具体的就随小编来
看看吧。
基本名词
常见的基本拓扑结构
■Buck降压
■Boost升压
■Buck-Boost降压-升压
■Flyback反激
■Forward正激
■Two-Transistor Forward 双晶体管正激
■Push-Pull推挽
■Half Bridge 半桥
■Full Bridge 全桥
■SEPIC
■C’uk
基本的脉冲宽度调制波形
这些拓扑结构都与开关式电路有关。
基本的脉冲宽度调制波形定义如下：
1、Buck 降压。
简析BOOST-BUCK变换器[001]
![简析BOOST-BUCK变换器[001]](https://img.taocdn.com/s3/m/2250a6112f60ddccda38a031.png)
BOOST-BUCK变换器Ⅰ引言功率因数校正问题是许多电器设备都需要解决的问题。
对此，人们提出了许多的电路拓扑和控制方案来解决它。
其中运用较为广泛的是利用BOOST型变换器来做功率因数校正。
这是因为BOOST变换器具有许多其他电路拓扑所不具有的优点，例如输入电流连续，控制简单等。
但是BOOST变换器的输出电压必须要比输入电压高，这使得在许多场合中需要再增加一级直流变换器来调整其输出电压，例如BUCK变换器。
电路如图1所示，造成了电路成本高，驱动复杂等缺点。
对此本文提出了一种新型的BOOST-BUCK电路拓扑，其电路结构如图2所示。
该变换器具有BOOST型变换器的大多数的优点，同时还具有输出电压可调范围大，输出电流连续等优点。
比较图1和图2，我们可以看出BOOST-BUCK变换器是由BOOST变换器加BUCK变换器集成而成的，通过共用功率MOS管Ms来实现功率因数校正和输出电压的调节的。
文献「2」指出，当利用BOOST变换器做功率因数校正时存在两种主要方法，利用乘法器方法和电压跟随方法。
相对于前一种方法，后一种方法仅需要一个开环控制来保持恒定的占空比。
当BOOST电路工作在恒占空比的DCM状态就可以实现很高的功率因数。
输入电流连续并且近似为正弦波，而且输入电流连续可以进一步减小输入的EMI滤波器。
本文采用恒占空比方法来实现功率因数校正。
在稳定状态，功率MOS管工作在固定的频率和固定的脉宽。
相对于BOOST变换器，其工作于DCM状态来实现输入的高功率因数；而BUCK变换器则随着负载的变化或工作在CCM或DCM状态。
在一个开关周期内，输入电源相当于一个直流电源，为了分析的方便，我们把图2简化一下，如图3所示。
假设该变换器已工作在稳定状态。
对应与图4，该变换器的一个开关周期内的各个工作模式分析如下：∙模式（a）t0-t1：在t0时刻，功率MOS管导通。
相对于BOOST变换器而言，二极管D1反向截止；电感电流iL1 流经Vs，L1，D3，Ms返回Vs.而对于BUCK变换器，二极管D1反向截止；电感电流iL2 流经C1，L2，C2&R2，D2，Ms返回C1.两电感均存储能量。
BUCK BOOST ZCS ZVS PWM
电力电子电路仿真课程设计报告设计课题： BUCK ZCS PWM 主电路设计与仿真专业班级： 学生姓名： 07级应用电子（1）班 指导教师： 薛金龙 设计时间： 魏艳君2010.12.20-2010.12.31 电气工程学院在计算机、消费产品等多电源供电的系统中,BUCK 型DC/DC变换器有着很普遍的应用。
它的输出电压等于或小于输入电压,并且是一种单管非隔离直流变换器。
开关管、二极管、输出滤波电容和输出滤波电感构成了它的主电路。
BUCK变换器实现零电流开通的方法很多,但目前使用较为广泛的为ZCS-PWM技术。
本文首先分析了典型BUCK主电路，用Pspice软件进行仿真，分析各个器件的波形和功耗，然后用引入一典型的ZCS-PWM 变换器, 并对新型变换器进行了仿真验证。
结果显示,改进的变换器较典型的变换器有更高的工作效率。
关键词：Pspice软件仿真BUCK变换器ZCS-PWM技术第一章 Buck变换器原理与参数设计 - - - - - - - - - - - 11.1 buck主电路工作原理 - - - - - - - - - - - - -11.2工作过程分析- - - - - - - - - - - - - - - - - 11.3 Buck变换器参数设计 - - - - - - - - - - - - -21.3.1 Buck变换器性能指标- - - - - - - - - - -21.3.2 Buck变换器主电路设计- - - - - - - - - - 3第二章 Buck变换器仿真- - - - - - - - - - - - - - -52.1 Buck变换器仿真参数及指标 - - - - - - - - - -52.2 Buck变换器仿真电路图 - - - - - - - - - - - -6 2.3 Buck变换器开环仿真结果及分析 - - - - - - - -6 第三章软开关的设计与仿真-- - - - - - - - - - - -183.1 ZCS-BUCK PWM电路原理 - - - - - - - - - - - -183.2零电流开关仿真波形 - - - - - - - - - - - - - -19总结- - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - 23参考文献 - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -23第一章 Buck 变换器原理与参数设计1.1 buck 主电路工作原理BUCK 变换器又称降压变换器或串联开关变换器，其电路组成如图1.1所示，它由一个电子开关M1，二极管D1，电感L1，电容C1和一个负载电阻R1构成。
一种新型高效率四开关BUCK-BOOST电路设计
第32卷第3期2020年9月宁波工程学院学报JOURNAL OF NINGBO UNIVERSITY OF TECHNOLOGYVol.32No.3Sep.2020DOI:10.3969几i ssn.1008-7109.2020.03.003一种新型高效率四开关BUCK-BOOST电路设计陈张景宣，王峰，姚晓磊(宁波工程学院电子与信息工程学院，浙江宁波315211)摘要：针对传统开关电源精度低、效率低以及自适应能力差的问题，设计了一种基于LM5715电压转换器和DSP数字信号处理器的新型Buck-Boost电路。
LM5715在降压和升压模式下均采用电流模式控制，以实现出色的负载和线路调节°DSP处理器通过内部PWM电路实现四个开关管的导通控制，开关频率由外部电阻器进行反馈控制。
仿真结果表明，相比于传统的升压降压变换器,所设计的变换器具有较宽范围的输入电压、稳定的输出电压以及较高的电源转化效率，具有较好的实用性。
关键词：Buck-Boost电路；变换器；DSP；LM5715中图分类号：TP23文献标识码：A文章编号：1008-7109(2020)03-0014-06Design of a New High Efficiency Four Switch Buck-Boost CircuitCHEN-ZHANG Jingxuan,WANG Feng,YAO Xiaolei(School of Electronic and Information Engineering,Ningbo University of Technology,Ningbo,Zhejiang,315211,China)Abstracts:Aiming at the low precision,low efficiency and poor adaptive ability of traditional switching power supply,a new Buck-Boost circuit based on LM5715voltage converter and DSP digital signal processor was designed.The LM5715adopts current mode control in both buck and boost modes for excellent load and line adjustment.The DSP processor achieved the on-off control of four switching tubes through the internal PWM circuit,and the switching frequency is controlled by the feedback from an external resistor.The simulation results show that the designed converter has a wide range of input voltage,stable output voltage and higher power conversion efficiency and has better practicality compared with the traditional step-up and step-down converter.Keywords:Buck-Boost circuit,converter,DSP,LM57150引言Buck电路和Boost电路是直流电源变换中最常用的两种设计方案，这两种电路经常一起出现在电路设计当中,Buck电路的输出电压小于输入电压,Boost电路的输出电压大于输入电压。
5.3-zvs准谐振buck_boost
—— Buck&Boost 变换器
1
参考文献
[1] SIOMN ANG, ALEJANDRO OLIVA. 开关功率变换 器——开关电源的原理、仿真和设计，机械工业出版社 3.7 零电压开关准谐振Buck变换器 3.8 零电压开关准谐振Boost变换器
零电压开关准谐振Buck变换器——工作原理
v Cr (T2 ) VS Z n I 0 sin(nT2 ) 0
阶段 2 持续时间： T2
arcsin(VS / Z n I 0 )
n
n
α∈（ 3 π /2 ，2 π ）
t2 时刻，Cr 完全把能量回馈给输入源后，阶段 2 结束 Cr 上电压为 “负” 时，开通 QS
3、谐振电感、电容为无损、没有寄生参数的理想元件。
开关管 QS 关断前：流过输入电流 IS
续流二极管 Dfw 处于关断状态
18
零电压开关准谐振Boost变换器——工作原理
阶段1（0 ＜ t ≤ t1）
0 时刻，开关管 QS 关断， 阶段 1 开始 谐振电容 Cr 被充电
Cr
dvCr dt
IS
CrVa IS
全波ZVS准谐振Boost变换器：
Va f n VS fS
28
零电压开关准谐振Boost变换器——例题1
例 下图所示的 ZVS 准谐振Boost变换器，输入电压为
12 V，输出电压为24 V，负载电阻为6Ω。谐振电感Lr和 谐振电容Cr的值分别为2μH和79nF。求解： (1) 开关频率fs； (3) 谐振电感峰值电流； (2) 谐振电容被充电时间； (4) 谐振电容峰值电压。
零电压开关准谐振Boost变换器——工作原理
8.5 ZCS准谐振变换器(1)
—Z C S准谐振变换器
华中科技大学电气与电子工程学院
ZCS准谐振变换器
1.全波模式B u c k Z C S Q R
C
(1) 所有开关管、二极管均为理想器件；
(2) 所有电感、电容均为理想储能元件；
(3) 滤波电感L f远大于谐振电感L r；
(4) 滤波电感L f电感足够大，输出为恒流源。
假设：
()
r
in
L
r
V
i t t
L
=-
电感电流线性增加模式
谐振模式：L r和C r谐振
1 ()sin()
r
in
L O
r
V
i t I t t
Zω
=+-
谐振电感电流流过：D Q
1
()sin
() r
in
L O
r
V
i t I t t
Zω
=+-
谐振电容：恒流放电
22 ()()()
r r
O
C C
r
I
v t v t t t
C
=--
换流结束
开关管关断：
ZCS
开关管开通：近似ZCS
1()sin ()r in L O r
V i t I t t Z ω=+-/in r O
V Z I >_min 0
r L I <I L r_min
为了在任意负载条件下电感电流i Lr 的能够回到0，要求
学习了其软开关实现条件学习了全波模式Buck ZCS QRC 小结与思考。
有源功率因数校正技术简介
有源功率因数校正技术简介摘要：随着电力电子装置的使用，电网中的谐波含量越来越多，功率因数校正技术在近些年来成为研究热点，可分为有源功率校正和无源功率校正。
其中，有源功率校正装置具有体积小、效率高等优点，本文对有源功率校正技术在buck、boost、buck-boost、flyback以及软开关等电路拓扑中的应用做了简单的介绍。
关键词：有源功率因数校正、buck、boost、buck-boost、软开关1引言近20年来电力电子技术得到了飞速的发展，已广泛应用到电力、冶金、化工、煤炭、通讯、家电等领域。
电力电子装置多数通过整流器与电力网接口，经典的整流器是由二极管或晶闸管组成的一个非线性电路，在电网中产生大量电流谐波和无功污染了电网，成为电力公害。
电力电子装置已成为电网最主要的谐波源之一。
20世纪90年代以来，世界上许多国家和国际组织都对电力电子产品的功率因数及谐波成分作了限制。
为了使电力电子产品的功率因数及谐波成分满足上述的规定和标准，可在整流桥和滤波电容之间加一级用于功率因数校正的功率变换电路，使输入电流为正弦波，从而提高功率因数，这就是有源功率因数校正技术。
有源功率因数校正（Active Power Factor Correction，简称APFC）技术由于变换器工作在高频开关状态，而具有体积小、重量轻、效率较高、输人电压范围宽、THD小和功率因数高等优点，因此在现代电力电子技术中得到了广泛的应用。
2 有源功率因数校正的基本原理APFC又称为有源开关型补偿法，现今得到推广的APFC是DC/DC变换型电流整形方法，由于其主体为高频DC/DC变换器，所以也称为高频APFC。
高频APFC的基本思想是：将输入交流电压进行全波整流，然后对全波直流电压进行DC/DC变换，通过适当控制，使输入电流平均值自动跟踪全波直流电压的基准，且保持输出电压稳定，从而实现恒压输出和单位功率因数。
图1有源功率因数校正原理框图图1为这种电路的原理框图，其中，整流器为单相桥式不可控整流器，主电路采用DC/DC 变换电路，控制电路内部包含有一个电压误差放大器、一个电流误差放大器、一个模拟乘法器和一个固定频率的PWM控制器。
Buck ZCS Boost ZVS软开关电路实验
图 4:Boost ZVS 电路图
图 5: Boost ZVS 软开关电路变换器工作原理及波形图
在一个开关周期 Tr 中，该变换器有四种开关状态。在分析之前，作出如下假设： 1） 所有开关管、二极管均为理想器件； 2） 所有电感、电容和变压器均为理想元件； 3） Lf>>Lr； 4） Lf 足够大，在一个开关周期中，其电流基本保持不变，为 Ii，这样 Lf 和输入电压 Vin 可以看成 一个电流为 Ii 的恒流源； 5） Cf 足够大，在一个开关周期中，其电压基本保持不变，为 Vo，这样 Cf 和负载电阻可以看成一个 电压为 Vo 的恒压源。 这里给出以下物理量的定义： 特征阻抗
I Lr( t 2) = Ii 1 −
1 −(
Vo 2 ) IiZr
3．电感放电阶段[t2,t3 ] 在此开关模态中，Q1 开通，输入电流 Ii 流经 Q1，此时加在谐振电感两端的电压为-Vo，那么 iLr 线 性减小。
iLr( t ) = I Lr( t 2) −
Vo ( t − t 2) Lr
图 7: 输出低时驱动波形(CH1)与谐振电容上波形
图 8: 输出中时驱动波形(CH1)与谐振电容上波形
图 9:输出高时驱动波形(CH1)与谐振电容上波形
b) 开关管驱动波形（ 6、 2 端）和谐振电感上的电流波形（ 7、 2 端） 。
iLr(t ) = I 0 +
Vin sin ( t − t 1) Zr
Vcr(t ) = Vin 1 − cos (t − t 1)
经过 1/2Tr，到达 t1a 时刻，iLr 减小到 I0，此时 Vcr 达到最大值 Vcrmax=2Vin 。 在 t1b 时刻，iLr 减小到 O，此时开关管 Q1 的反并二极管 DQl 导通， iLr 继续反方向流动。在 t2 时 刻，iLr 再次减小到 O。在[t1b，t2]时段，DQl 导通， Q1 中的电流为零，这时关断 Q1，则 Q1 是零电流关 断。 在 t2 时刻，谐振电容电压为：
实验一BuckZCS软开关电路实验
实验一Buck ZCS 软开关电路实验一．实验目的1．加深对零电流准谐振软开关电路工作原理的理解；2．了解零电流准谐振软开关电路的调试方法；3．了解零电流准谐振软开关电路的优缺点。
二．实验电路原理及实验线路为了改善开关管的工况，在20世纪80年代出现了准谐振软开关变换器技术。
对于零电流准谐振软开关电路的基本思想是：在开关管串接一电感L r，和电容C r谐振，在开关管开通之前，谐振电感L r中的电流为零，当开关管开通时，谐振电感L r限制开关管中的电流从零上升，从而实现了开关管的零电流开通；当开关管关断时，L r和C r谐振，从而使L r中的电流回到零，从而实现了开关管的零电流关断。
本实验现以Buck ZCS 变换器为例，分析其电路工作原理，如图3-66所示：图3-66 Buck ZCS变换器工作原理及波形图在一个开关周期T 中，该变换器有四种开关状态。
在分析之前，作出如下假设：1） 所有开关管、二极管均为理想器件； 2） 所有电感、电容和变压器均为理想元件； 3） L f 》L r ；4） L f 足够大，在一个开关周期中，其电流基本保持不变，为I O 。
这样L f 和C f 以及负载电阻可以看成一个电流为I O 的恒流源。
这里给出以下物理量的定义：特征阻抗r Z =谐振角频率ω1/=；谐振频率ωπ12r f ==谐振周期12r rT f == 1．电感充电阶段[t 0,t 1]在t 0时刻之前，开关管Q l 处于关断状态，输出滤波电感电流I 0通过续流二极管D 1流过。
谐振电感电流i Lr 为O ，谐振电容电压V Cr 也为O 。
在t 0时刻，Q 1开通，加在L r 上的电压为V in ，其电流从O 线性上升，因此,Q 1是零电流开通。
0()()Lt rinV i t t t L =- 而D1中的电流为：0()()D1inO rV i t I t t L =--在t 1时刻，i Lr 上升到I 0，此时i D1=O ，D1自然关断。
BUCKBOOST学习总结
BUCKBOOST学习总结⾸先对于我这种电源⽅⾯的⼩⽩来说关于电源⽤的最多的就是线性稳压了开关类的如 TI 的TPS系列我是只知道应⽤电路⽽不知道具体原理的但是长此以往也不是个办法于是今天就带打家详细的来讲⼀下 BUCK BOOST电路的原理先挂⼏个连接：⽐较粗略的BUCK/BOOST电路的分析/fangan_522451/u011388550/article/details/23841023这个还是不错的/article/83/116/2016/20160307404422_a.html开关电源的三⼤基础拓扑：2、开关电源基础拓扑第⼀⼤：BUCK减压型先上电路图图中器件T为 N-mos管当PWM驱动⾼电平使得NMOS管T导通的时候，忽略MOS管的导通压降，等效如图2，电感电流呈线性上升，MOS导通时电感正向伏秒为： 当PWM驱动低电平的时候，MOS管截⽌，电感电流不能突变，经过续流⼆极管形成回路（忽略⼆极管电压），给输出负载供电，此时电感电流下降，如下图3所⽰，MOS截⽌时电感反向伏秒为：什么是电感的伏秒平衡呐？处于稳定状态的电感，开关导通时间(电流上升段)的伏秒数须与开关关断(电流下降段)时的伏秒数在数值上相等，尽管两者符号相反。
这也表⽰，绘出电感电压对时间的曲线，导通时段曲线的⾯积必须等于关断时段曲线的⾯积。
2.2 Boost升压型 Boost升压型电路拓扑，有时⼜称为step-up电路，其典型的电路结构如下图4所⽰： 同样地，根据Buck电路的分析⽅式，Boost电路的⼯作原理为： 2.3 Buck-Boost极性反转升降压型 Buck-Boost电路拓扑，有时⼜称为Inverting，其典型的电路结构如下图5所⽰： 同样地，根据Buck电路的分析⽅式，Buck-Boost电路的⼯作原理为： 3、 Buck与Buck-Boost组合 ⾦升阳K78系列的产品采⽤了Buck降压型的电路结构进⾏设计，是LM78XX系列三端线性稳压器的理想替代品，效率最⾼可达96%，不需要额外增加散热⽚，同时还兼有短路保护和过热保护，值得说明的是它能够完美⽀持负输出。
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当谐振电感中电流上升到 稳态输出电流 I0 时，阶段2 开始
谐振电感中电流 > 稳态输出电流 I0 时，开始对谐振电容充电，使 Dfw 反向偏置
7
零电流开关准谐振Buck变换器——工作原理
谐振电感电流：
diLr dt dvCr dt
(VS vCr (t )) Lr (iLr (t ) I 0 ) Cr
谐振电感被充电的时间为：
Lr IS 2 106 1.875 T1 =0.25 μs V0 15
（3）谐振电感中峰值电流为：
I Lr ,max V0 15 IS 1.875 4.86 A 6 9 Zn 2 10 / 79 10
（4）谐振电容中峰值电压为：
13
零电流开关准谐振Buck变换器——工作原理
阶段4（ t3 ＜ t ≤ TS）
t3 时刻，谐振电容两端电压 0，阶段 4 开始
Dfw 重新开通，流过输出电流 I0
阶段 4 持续时间： T4 TS T3 T2 T 1
通过控制续流时间 T4 可调节输出电压 Va
14
零电流开关准谐振Buck变换器——工作原理
零电流开关准谐振Boost变换器——工作原理
谐振电感回馈能量 输入电源，电流为负值 谐振电感电流 < IS 时，谐振电容电压增加 输出电压
24
零电流开关准谐振Boost变换器——工作原理
谐振阶段持续时间：T2 = t2 – t1，令 iLr(T2) = 0
VS i Lr (T2 ) 0 IS sin nT2 Zn
零电流开关准谐振 变换器
—— Buck&Boost 变换器
1
参考文献
[1] SIOMN ANG, ALEJANDRO OLIVA. 开关功率变换 器——开关电源的原理、仿真和设计，机械工业出版社 3.5 零电流开关准谐振Buck变换器 3.6 零电流开关准谐振Boost变换器
零电流开关准谐振Buck变换器
阶段 2 持续时间： T2
arcsin( I S Z n / Va )
n
n
全波模式：α∈（ 3 π /2 ，2 π ）
为保证零电流关断条件： t2 时刻，谐振电容电压为：
IS Va / Z n
v Cr (t2 ) Va cos
25
零电流开关准谐振Boost变换器——工作原理
谐振电容电流： Cr
dvCr dt
I0
vCr (t2 ) VS (1 cos )
vCr (t3 ) 0
T3 t3 t2 Cr
v Cr (t3 ) v Cr (t2 ) I0
Cr
VS (1 cos ) I0
阶段 3，开关管 QS 的漏源电压逐渐增加 t3 时刻：VDS = VS，而开关管 QS 完全关断
21
零电流开关准谐振Boost变换器——工作原理
阶段2（ t1 ＜ t ≤ t2）
当 谐振电感中电流 达到输入电流 IS 时，阶段 2 开始 Dfw 反向偏置，谐振电容中能量 释放到谐振电感
22
谐振电容电压： 谐振电感电流：
dvCr (t ) dt dt
( I S iLr (t )) Cr vCr (t ) Lr
阶段3（ t2 ＜ t ≤ t3）
t2 时刻，Lr 电流从负峰值降到 0 ，阶段 3 开始 开关管QS关断，漏源电压继续上升 t2 时刻，谐振电容电压为：
v Cr (t2 ) Va cos
谐振电容 Cr 继续被输入电流 IS 充电，直到： v Cr (t ) Va
26
零电流开关准谐振Boost变换器——工作原理
全波ZCS准谐振Buck变换器：电压传输比计算 输出电感 L0 的伏秒平衡
谐振阶段：Tn ≈ t3 – t1，平均电压：VS – Va 剩余时间：TS - Tn，平均电压：– Va
(VS Va )Tn Va (TS Tn ) 0
Va Tn fS 全波ZCS准谐振Buck变换器： VS TS f n
iLr (0) I 0
8
v Cr (t ) VS (1 cos n t )
VS i Lr (t ) I 0 sin n t Zn
特征阻抗： Z n Lr / Cr 谐振频率：n 1/ Lr Cr
谐振电容电压：
vCr (t1 ) vCr (0) 0
零电流开关准谐振Buck变换器——工作原理
VS i Lr (T2 ) 0 I 0 sin nT2 Zn
阶段 2 持续时间： T2
arcsin( I 0 Z n / VS )
n
n
半波模式：α∈（ π ，3 π /2）
全波模式：α∈（ 3 π /2 ，2 π ）
t2 时刻，谐振电容电压为：
11
v Cr (t2 ) VS (1 cos )
半波模式： ① t = ta时刻，QS关断
9
零电流开关准谐振Buck变换器——工作原理
全波模式：
① ta 与 tb之间，QS关断
谐振电感电流继续振荡到负， 通过反并二极管 D1 回馈给电
压源
10
零电流开关准谐振Buck变换器——工作原理
谐振阶段持续时间：T2 = t2 – t1，令 iLr(T2) = 0
Va i Lr (t ) IS sin n t Zn
特征阻抗： Z n Lr / Cr
23
v Cr (t ) Va cos n t
diLr (t )
vCr (t1 ) vCr (0) Va iLr (t1 ) iLr (0) I S
谐振频率：n 1/ Lr Cr
零电流开关准谐振Boost变换器——工作原理
阶段1（0 ＜ t ≤ t1）
开关管 QS 开通，阶段 1 开始 谐振电感电流从 0 上升到 稳态输入电流 IS 阶段 1 结束时： vLr ( t )
IS Va Lr T1
Lr I S 这个阶段持续时间： T1 Va
① 谐振电感中磁场能量存储
零电流开关准谐振Buck变换器——工作原理
阶段3（ t2 ＜ t ≤ t3）
t2 时刻，开关管 QS 关断，阶段 3 开始
谐振电容 Cr 通过输出回路放电，其电压线性下降，t3 时刻降到 0
t2 时刻，谐振电容电压为：
12
v Cr (t2 ) VS (1 cos )
零电流开关准谐振Buck变换器——工作原理
5
零电流开关准谐振Buck变换器——工作原理
阶段1（0 ＜ t ≤ t1）
谐振电感两端电压： vLr ( t ) VS Lr
I0 T1
这个阶段持续时间：
T1
Lr I 0 VS
①谐振电感中电流上升
②谐振电感中磁场能量存储
6
零电流开关准谐振Buck变换器——工作原理
阶段2（ t1 ＜ t ≤ t2）
谐振电容电流：
dvCr (t ) dt
IS Cr
vCr (t2 ) Va cos
CrVa (1 cos ) T3 IS
阶段 3，开关管 QS 的漏源电压逐渐增加
27
零电流开关准谐振Boost变换器——工作原理
阶段4（ t3 ＜ t ≤ TS）
t3 时刻，谐振电容两端电压 Va，阶段 4 开始
30
解：（1）开关频率为： VS 12 fS (1 ) f n (1 )400kHz 80 kHz Va 15
V0 15 （2）平均输出电流为： I 0 A=1.5A R 10
假定变压器无损耗，输入电流 IS 为：
V0 I 0 15 1.5 IS A=1.875 A VS 12
t VCr VS 1 cos Lr Cr
谐振电容峰值电压为：
VCr ,max 12 (1 1) V = 24 V
零电流开关准谐振Boost变换器——工作原理
电路的构成：
全波 ZCS 准谐振 Boost 变换器电路图
19
零电流开关准谐振Boost变换器——工作原理
fs < fn
15
零电流开关准谐振Buck变换器——例题1
例 下图所示的零电流开关准谐振Buck变换器，输入
电压为12V，谐振电感Lr和谐振电容Cr的值分别为2μH 和79nF,平均输出电压为9V，负载电阻为9Ω。输出电 感和输出电容分别为10mH和100uF。求解： （1）开关频率fs； （2）谐振电感充电的时间长度； （3）谐振电感中的峰值电流； （4）谐振电容峰值电压。
16
解：（1）谐振频率为： 1 1 1 1 fn Hz 400 kHz 2 LC 2 2 106 79 109 开关频率 fs 为：
V0 9 （2）平均输出电流为： I 0 A=1 A R 9
谐振电感充电的时间长度为：
V0 9 fs f n 400kHz=300 kHz Vi 12
Dfw 重新开通
阶段 4 持续时间： T4 TS T3 T2 T 1
28
零电流开关准谐振Boost变换器——工作原理
全波ZCS准谐振Boost变换器：电压传输比计算 输入电感 Li 的伏秒平衡
谐振阶段：Tn ≈ t3 – t1，平均电压：VS 剩余时间：TS - Tn，平均电压： VS – Va
Lr I 0 2 106 1 T1 =0.167 μs VS 12
（3）谐振电感中峰值电流为：
I Lr ,max
VS 12 I0 1 3.385 A Zn Lr / Cr
6 12 1 cos(2.516 10 t )