数字式开关电源资料教程

3.7滤波电容设计
滤波电容的设计与电感相类似，先假设输出电压纹波为输出 电压的2%，根据以下两式其中一个可以计算其最小电容量：
COmin=8LVoo(1U-Do )fs2
COmin
=
ILo 8Uo fS
根据第一个式子计算出的电容量为：
C O m in=840 3 10 3 0 .1 1 5 0% 483uF
U in 2 2 0 (1 1 5 % )2 3 5 8
故原边匝数：N p3 5 80 .2 7 89 9 .5 (匝 )
实际取
Np 100(匝)
副边匝数： N S D m U a x 0 U N in p m in 0 .4 2 2 4 0 8 (1 1 1 0 5 0 % )2 4 5 (匝 )
恢复时 间70ns,所以此 二极管 远远满足实际要求。
3.4副边整流二极管选择
整流二极管最低耐压应为 开关频率最低40KHz。
UDN NP SUimax=12358=179
实际选用的整流二极管型号为MUR1560，其耐压为600V；正向电流15A， 最大恢复时间60ns, 所以也满足实际要求。
3.5 续流二极管选型
开关电源属于恒值给定系统，用DSP进行控制远远足够，以上 模块足以对开关电源进行闭环、通信、显示等控制。
4.1 驱动电路
驱动芯片采用三菱公司生产的M57962，其接线图如图4-1。
M57962具有以下特点： 1.正负电源供电，可输出-12V偏压，
使IGBT快速可靠关断。 2.输入输出进行光耦隔离。 3.具有过流保护功能。
实际取 Ns 50(匝)
高频变压器是开关电源的关键部件，其参数和性能直接影响到整机的性能， 为减小其寄生参数，提高其性能，应采用“三明治”绕法，即绕一层原边， 绕一层副边，退磁绕组与原边并行绕制，其匝比为1:1；绕制时应尽量做工 精良，线间紧密，线层光滑，以提高其性能。
3.2 IGBT选择
正激变换器中，开关管承受的最大电压为开关管关断时承受的电压， 此时开关管两端电压为：
图3-2 电 感 电 流 波 形
LO=（ 0.15V Io o(m m aax x)fS） (1-Dm in)
L O = （ 0 .1 5 3 4 8 4 0 1 0 3） (1 -0 )= 2 .7 m H
滤波电感的大小直接体现在输出电流上，电感量过大虽然电流纹波减小， 但也意味着电感体积的增大，电感量与频率成反比，与负载电流成反比， 电感体积与开关频率成反比，与负载电流成正比，电感量的大小可以使 变换器工作在CCM模式和DCM模式，电感的能量处理能力与其体积成正 比，实际采用的电感量为3mH。
180W左右，故选择IGBT作为电路中的开关管较合适；磁芯复位时间：
因
N3=1 N1 1
trst
N3 N1
wk.baidu.comton
，所以占空比D<0.5，实际取 Dmax =0.4 。
3.1正激变压器设计 变压器的传输功率约为：
PT效 P 率 0 40 8. 83180(W)
根据功率查表知应选择PC40磁材料做的PQ40/40型号 的磁芯，其每伏输入电压匝数为0.278匝，实验中最 恶劣直流输入电压为：
总结：器件的详细参数计算与型号选择远远比此复杂，每个元器件 都不同程度的存在寄生参数与误差，而且，很多参数都与温度存在 着非线性的关系，在实际中，难以有定量的计算，以上简单计算的 参数都是其选用的最小值，制作过程中，为了安全考虑，使用的元 器件都留有足够大的余量。
4 DSP—TMS320F2812简介
应用状态空间平均法求出正激变换器输出到占空比的传递函数为：
u ˆdˆ0((ss))u ˆg(s)0LCs2n UL g s1 R
（ n=n2） n1
设计参数： uin=220VAC
U o=0 48V D C Iomax =3A
fs =40K
MOSFET开关频率一般在250KH以下，IGBT的开关频率较低，且实际功率为
U S=(1+N N 1 3)U i m ax=(1+1 1)358=716V
fSmin 40K
实际选择的开关管型号为GT15Q101，其耐压为1200VDC，I
频率50KHz.
C
=
1
5
A
，最高开关
3.3 退磁绕组二极管选择
退磁绕组二极管应与开关管耐压一样，都为716V，开关频率最低40KHz。 实际选用的退磁绕组二极管型号为RHRP8120，其耐压为1200V，正向电流8A，最大
本次制作过程中，经过多次面包板调试，两次PCB修改，最终 成型作品如下，其中包括：主电路、控制电路、驱动电路、检 测电路、保护、显示及通信部分。
5.1 原 理 图
5.2 PCB 布 线 图
5.3 制作出的PCB 板
总结：原理图要求尽量简单明了，可读性强，可以将原理图 模块化，使思路更清晰，库文件要求符合规则，精致 完美，以便在原理图中容易理解，在以后使用时更方 便，布局是比较关键的，合理的布局可以提高整机性 能，减小EMI，有利散热，PCB布线是最后环节，线 宽要能满足电流要求，一般的控制信号线10mil就可以 主电路要根据实际要求增加线宽。实际主电路线宽为 3mm，可以流过5A左右的电流。布线应注意地线尽量 宽，不拐直角，功率元件分散放置。
F2812是TI公司推出的数字信号处理芯片，本实验中主要 涉及的有以下模块： 1.高处理速度，最高时钟频率可达150M 2.事件管理器模块（EVA和EVB）；由通用定时器产
生PWM，还有3个由比较单元可以产生互补的PWM 3.AD采样模块：12位AD共16路采样通道； 4.SPI通信模块可以灵活的和其它控制器进行通信；
1.2 任务 正激电路：建模、设计、仿真、PCB
2.2 总体框架
交 流 输 入
液晶 显示
键盘
整 流
滤 波
激 正变 器换
滤 波
驱动电路
C51
单片机
DSP
控制器
负 载
采样 电路
3正激变换器建模
正激变换器包含多种不同的拓扑形式，本次采用磁复位绕
组式单管正激变换器，如图3-1所示。
图3-1 磁复位绕组式单管正激变换器
2012届毕业答辩报告
数字式开关电源的研究
内容提要
1 课题研究意义及任务 2 研究思路及总体框架 3 硬件设计 4 软件流程 5 仿真结果 6 实验结果 7 结论
1 课题意义及任务
1.1 意义
在数字化浪潮与节能环保理念的共同推 进下，数字式开关电源正在被快速产品化， 其应用正在以强劲的势头向各个领域延伸， 因此，本课题具有长远的现实应用意义。
e=set-ad_ave; du_k=Kp*(e-e1)+Ki*e; uk=du_k+uk_1;
if(uk>0.4) uk=0.4;
if(uk<0) uk=0;
CMPR=1500*uk; e1=e; uk_1=uk;
图4-6 增量式PI调节器程序
图4-7 PI调节器流程图
5 PCB制作
PCB制作采用Altium Designer软件，先画原理图，再导入PCB 在此过程中，需要制作原理图库和PCB封装库，导入PCB后， 要进行布局布线，布局采用手动布局，布线采用自动布线和 手动布线相结合，布线完成后要进行规则检查，合格后，就 可以生成印制文件，送到工厂加工。
电容的耐压值为输出电压的峰值，即为：
V C m in = 4 8 + 1 0 % 4 8 = 4 8 .4 8 V
电容的大小关系到输出电压纹波，容量越大纹波越小，但也意味着 电容体积增大，如果电容量要求比较大，应该多个电容并联使用， 因为大的电容量意味着大的寄生参数，使电容滤波效果变差，在实 际制作中用的是一个100V220uF的电容。
6 实验结果
电网扰动 电网扰动
负载扰动 负载扰动
总结：从方案确定到整机调试完成，我从中学到了很多 东西，但仍存在很多需要改进的地方，例如：器 件余量过大，成本较高，散热不理想，EMI较强 使AD采样不精确，导致显示波动较大，开关频 率相对较低，使变压器及滤波器体积较大，开关 损耗较大，没有缓冲电路，开关管电压应力较大 输入进行不控整流，功率因数较低等不足之处， 这些方面应逐步完善。
量进行控制的。
PID控制器的表达式为：
u(t)= K pe(t)+ K i e(t)d t+ K dd e d ( tt)
PI表达式为： u (t) K p e (t) T 1 i e (t)d t K P e (t) K i e (t)d t
实际应用的是数字增量式PI算法，软件程序及流程图如下：
图4-1 M57962 外 部 接 线 图
4.2采样电路
电压电流传感器都采用霍尔元件，电压传感器规格为 100V输入5V输出，电流传感器规格为6A输入24mA输出， 传感器的输入输出线性度良好，具体接线图如下图。
图4-3电流采样点路
图4-4电压采样点路
4.3 PID控制算法
PID是应用最为广泛的调节器，它以结构简单、稳定性好、工作可靠、 调整方便而成为工业控制的主要技术之一。当被控对象的结构和参数 不能完全掌握或得不到精确的数学模型时，控制理论的其它技术难以 采用时，这时应用PID控制技术是最为方便。实际中也有PI和PD控制。 PID控制器就是根据系统的误差，利用比例、积分、微分计算出控制
续流二极管在IGBT开通时承受电压最大，其耐压值与整流二极管一样，最小耐压 为179V，因此也选用MUR1560，满足实际要求。
3.6 滤波电感的设计
输出滤波电感可以通过假设最大允许的纹波电流△ILO来计算。假设电感 纹波电流峰峰值为输出电流的15%，如图3-2所示。 △ILO为电感电流 峰峰值， △ILO（PK）为输出电流峰值。