多传输线的串扰分析模型ppt课件
高速数字系统设计——串扰
crosstalk）），定义远端串扰（far-end crosstalk）为在被感应传输线远离驱动器的一端看到的
串扰（有时又称为前向串扰（forward crosstalk））。互容在被感应传输线上产生的电流，分别
流向被感应传输线的两端。互感在被感应传输线上产生的电流，从被感应传输线的远端流向
近端，这是因为互感会产生反方向的电流。这样，流向近端和远端的串扰电流可以分解为若
信号发送到传输线起始端
驱动信号的边沿
V
近端串扰脉冲
近端
V
远端串扰脉冲
信号传播到传输线中间 (1/2)TD时刻
远端
近端
V
信号传播到传输线末端 TD时刻
远端
近端
远端串扰脉冲在 TD时刻到达
远端
图 3-3 串扰噪声示意图
串扰噪声的幅度和波形在很大程度上依赖于耦合程度和端接负载。图 3-4 中的公式和图
例描绘了被感应传输线的不同端接方案中，串扰在干净传输线上感应出的最大电压值 [DeFalc o，1970]。驱动线终 端匹配， 以消除由多 次反射引起 的麻烦。 这些公式主 要用于估 计串扰噪声的幅值，并有助于了解特定端接方案的影响。对于比图 3-4 复杂的拓扑结构，则 需要使用类似于 SPICE 的仿真器来求解。
C11 C12 电容矩阵＝
C21 C22
（3-5）
其中，传输线 1 自身的电容 C11 为传输线 1 的接地电容（C1g）加上传输线 1 到传输线 2 的互
容（C12）：
C11＝C1g+C12
（3-6）
C12
C1g
C2g
地平面
图 3-1 用于说明寄生矩阵的简单的双导线系统
另外，图 3-1 所示系统的电感矩阵为：
非理想互连的传输线模型及串扰分析
非理想互连的传输线模型及串扰分析第４期丁同浩等：非理想互连的传输线模型及串扰分析６９５１开槽对信号的影响在电路中，电流总是流经阻抗最小的路径，当信号频率处于百兆赫甚至更高频率时，阻抗表现为感性，为使信号感受的阻抗最小，信号返回电流总是紧挨着传输线流回源端．如图１（ａ）所示，当传输线跨过开槽，为使回路阻抗最小，信号返回电流将沿着开槽边缘流回源端，增加了如式（１）所示的开槽电感［１０－１１］，Ｄ为传输线与槽端的距离，Ⅳ为传输线宽度．如图１（ｂ）所示，理想信号由跨过开槽的传输线传送到接收端，增加的额外电感滤除了信号的一部分高频分量，减缓了边沿变化率，使输出信号曲线变得平滑．Ｌｍ≈５Ｄｌｎ（Ｄ／ｗ）（１）（ａ）传输线跨过开槽时间／ｎｓ（ｂ）输入输出信号图１传输线跨过开槽示意图与驱动端争接收端的输入输出信号由式（１）可知，减小传输线与开槽边缘的距离可以减小开槽电感，从而减小开槽对信号波形的影响，并且开槽宽度几乎不影响传输线的回路电感．使用ＡｎｓｏｆｔＨＦＳＳ提取的开槽平面电流分布如图２所示．为减小回路阻抗，平面上电流沿着开槽的边缘流回源端，频率越高，开槽边缘的电流密度越大，因此当两条高频传输线同时跨过开槽时，两条传输线的返回电流将流经开槽返回源端，大量的返回电流在开槽边缘产生强耦合，一条传输线的能量通过开槽传送到另一条传输线上，此时即使传输线间距达到６倍线图２传输线跨过开槽平面的返回电流分布图宽，产生的耦合依然很大，导致传输线产生严重的串扰噪声．２非理想返回路径串扰的传输矩阵模型传输线的传输矩阵级联模型如图３所示，通过在开槽位置使用开槽集总模型对非理想返回路径传输线建模，引入了非理想返回路径对传输线耦合串扰噪声的影响．在传输矩阵级联模型的基础上，给出了信号串扰的传输函数，并且利用有理数近似拟合写出串扰的时域表达式．为了简化推导过程，假设两传输线对称的位于开槽两边，因此两传输线的等效单位长度电阻、电感和电容分别为ｒ，ｌ，Ｃ，互感和互容为１。
多传输线的串扰分析模型课件
多传输线的串扰分析模型
10
4.5.5 共阻抗干扰实例
给定3导体电缆，长度为4.737m. 其中一个导体为参考导体. 半径为7.5 mils,线 间距为50 mils. RL=RNE=RFE=R, RS=0, 导线电阻为: R0=0.921. 当R=50 与1 k , 分析计算近端响应的频率特性.
5
4.5.3 频域耦合模型
干扰源回路的电压与电流
近端感应电压
远端感应电压
多传输线的串扰分析模型
6
4.5.3 频域耦合模型
将干扰源电压电流带入，可以得出:
串扰可以看作成输入电压VS 与输出电压 VNE and VFE之间的变换关系.
多传输线的串扰分析模型
7
4.5.3 频域耦合模型
串扰分析模型
8
4.5.4 共阻抗耦合：考虑损耗
总的干扰包括：感性、容性、阻性
多传输线的串扰分析模型
9
4.5.4 共阻抗干扰
Frequency response of the crosstalk transfer function showing the common-impedance coupling floor at the lower frequencies.
The line length 4.737m is a wavelength at 63.3 MHz. Hence the line is electrically short for frequencies below approximately 6.33 MHz.
Below 6.33 MHz, the result deduced from Coupling Approximate Model is
高速互连总线结构中多平行传输线间的串扰分析与控制
（ 陕西理 工 学院 物理 与 电信 工程 学 院 ，陕 西 汉 中 ７ ２ ３ ０ ０ ０ ）
摘
要 ：随着数 字芯 片和 系统的 时钟频 率不 断提 高 ， 串 扰 成 为高速 互连 系统设计 、 分析 中不容 忽视 的严 峻 问题 。
为研 究 串行 总 线结构 中多平行 传输 线 间 串扰 的影响 ， 分析 了电信 号 传输 时 串扰 产 生 的机 理 ， 采 用信 号 完整 性 分
ｂ ｅ ｔ ｗｅ ｅ ｎ ｍｕ ｌ ｔ ｉ — ｐ ａ ｒ ａ ｌ ｌ ｅ ｌ ｔ ｒ ａ ｎ ｓ ｍｉ ｓ ｓ ｉ ｏ ｎ ｌ ｉ ｎ ｅ ｓ ｉ ｎ ｔ ｈ ｅ ｂ ｕ ｓ ｓ ｔ ｒ ｕ ｃ ｔ ｕ ｒ ｅ ， ｔ ｈ ｉ ｓ ｐ ａ ｐ ｅ ｒ ａ ｎ ａ ｌ ｙ ｚ ｅ ｄ ｔ ｈ ｅ ｍｅ ｃ ｈ ａ ｎ ｉ ｓ ｍ ｏ ｆ ｃ ｒ ｏ ｓ ｓ ｔ ａ ｌ ｋ ｉ ｎ ｓ ｉ ｇ ｎ ａ ｌ ｔ ｒ ａ ｎ ｓ ｍｉ ｓ — ｓ ｉ ｏ ｎ ａ ｎ ｄ ｅ ｓ ｔ ａ ｂ ｌ ｉ ｓ ｈ ｅ ｄ ａ ｔ ｈ ｒ ｅ ｅ ｐ ａ ｒ ａ ｌ ｌ ｅ ｌ ｔ ｒ ａ ｎ ｓ ｍｉ ｓ ｓ ｉ ｏ ｎ ｌ ｉ ｎ ｅ ｃ ｒ ｏ ｓ ｓ ｔ ａ ｌ ｋ ｍｏ ｄ ｅ ｌ ａ ｎ ｄ ｂ ｕ ｓ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ｍｏ ｄ ｅ ｂ ａ ｓ ｅ ｄ ｏ ｎ ｔ ｈ ｅ ｄ ｉ ｓ ｓ ｅ ｃ ｔ ｉ ｏ ｎ ｏ ｆ Ｈｙ ｐ ｅ ｄ—
关键 词 ：高速 互连 ；平行传输 线 ；串扰 ；Ｈ ｙ ｐ ｅ ｄ ｙ ｎ ｘ ；总线 结构 ；信号 完整性 中图分类 号 ：Ｔ Ｎ ２ ４ ８ ． ４ 文献标 志码 ：Ａ 文章编 号 ：１ ０ ０ １ — ３ ６ ９ ５ （ ２ ０ １ ３ ） １ ２ － ３ ７ ２ ９ — ０ ３
5 高速信号的串扰分析PPT课件
串扰基本知识
串扰的来源
当信号沿着传输线传播时，在信号路径与返回路径之 间存在电场和磁场。这些场的分布不仅仅限于信号和 返回路径之间的空间内，而是在周围空间延伸。我们 把这些延伸出去的场称为边缘场。
信号线附近的场分布
5
串扰基本知识
电感矩阵和电容矩阵
电感矩阵和电容矩阵被统称为传输线矩阵。
L11
串扰机理分析
从作用线耦合到静止线上的电流的总值集中在 这个短脉冲中，电流脉冲的幅值通过端接电阻 转换为电压。
IC 12CmLLenTVR
22
串扰机理分析
➢ 感性耦合电流
感性耦合电流与容性耦合电流的行为是相似的。这些 电流通过互感，由作用线上的dI/ dt驱动，在静止线上 产生电压，进而形成感性耦合电流。
(2)瞬时耦合电压噪声值和电流噪声值依赖于以单位长度互容和单 位长度互感为度量的单位长度耦合量。若导线间的间距减小， 单位长度耦合增加，则瞬时耦合噪声也会增加。
11
串扰基本知识
(3)信号的速率越大，瞬时耦合的总电流越大。这是由于速率越大， 上升时间的空间延展就越长，在任一时刻发生耦合的区域也越长。 信号的速率越大，电流流经的耦合长度增加，静止线上电流的密度 保持不变。
29
串扰的仿真分析
电流流向不同时远端D点的峰值串扰
30
串扰的仿真分析
改变电流方向的仿真(采用IS)
31
串扰的仿真分析
两线间距P与两线平行长度L对串扰大小的影响
➢ 在两线间距P和平行长度L不变的条件下，探测被干扰 对象的串扰
➢ 在两线平行长度L不变的前提下，将两线间距P增加到 10 mil，然后探测被干扰对象的串扰
高速电路信号完整性分析与设计
信号完整性PCBSI2008SH-13~14串扰
图 10.15 5 条传输线的横截面，其阻抗均为 50，线宽和间距均 为 5mil。它们的电感矩阵以及 Ansoft 的 SI2D 场求解器取得的矩阵 元素值
电容矩阵和电感矩阵合起来就包含了一组传输线间耦 合的全部信息。根据这些值，我们可以计算出两条或更多 条导线之间各种情况下的串扰。我们可以建立 SPICE 等效 电路模型来仿真一组耦合传输线的行为。
当然，距离导线越远的地方，边缘场就迅速下降。图 10.2 给出了信号路径和返回路径之间的边缘场以及当另一个网 络分别在远处和近处时两者之间的相互作用情况。
图 10.2 信号线周围的边缘场。当一条导线相距较远时，边缘场耦 合和串扰非常小。当这条导线在边缘场附近时，产生的耦合和串扰就 很大
若返回路径不是很宽的均匀平面，而是封装中的单个引 线或接插件中的单个引脚时，互容变小、互感变大。虽然 依然存在容性耦合和感性耦合，但这种情况下的感性耦合 电流将远大于容性耦合电流。静态线上的噪声是动态网络 上 di/dt 驱动的，通常在驱动器开关时即信号的上升边和 下降边处发生。这就是串扰开关噪声(或曰，感性串扰)。
态线上测得的噪声(红色：近端；蓝色：远端)
为了区分两个末端，把距离源端最近的一端称为“近端”， 离源端最远的一端称为“远端”。
把这个恒定的近端噪声饱和量称为近端串扰(或 NEXT， Near End X-Talk)系数。
在上面的例子中，入射信号为 200mV，NEXT 大约是 13mV， 约为入射信号的 6.5%。
求的带宽和时延，最小节数为：
其中： n 精确模型所需 LC 集总电路的最小节数 BW 模型的带宽， GHz TD 每条传输线的时延，ns
(10.1)
10.5 SPICE 电容矩阵
《传输线电路观点》课件
新型传输线材料和结构是传输线电路的重要研究方向之一。随着新材料和新结构的不断涌现，传输线电路的性能得到了显著提升。
未来，新型传输线材料和结构将进一步向更轻量、更高强度、更耐腐蚀、更低损耗的方向发展，以提高传输线电路的可靠性和稳定性。
传输线电路与其他学科的交叉是未来发展的重要趋势之一。通过与材料科学、物理学、化学等学科的交叉融合，可以进一步拓展传输线电路的应用领域和提升其性能。
等效电路分析法可以通过实验测量和计算得到传输线电路的参数，为传输线电路的设计和优化提供依据。
分布参数分析法是一种将传输线电路看作是分布参数元件组成的网络的方法，通过求解偏微分方程来分析传输线电路的电压、电流和阻的传输线，可以考虑到线路上的电压和电流的相位差。
未来，传输线电路将与更多学科交叉融合，形成更加丰富和多样化的应用场景，为人类社会的发展提供更多可能性。
结论
05
随着科技的不断发展，传输线电路的应用前景将更加广阔，其在物联网、人工智能、新能源等新兴领域的应用将进一步拓展。
传输线电路是现代通信系统中的重要组成部分，对于信号传输和能量传输具有关键作用。
《传输线电路观点》ppt课件
传输线电路的基本概念传输线电路的分析方法传输线电路的应用传输线电路的发展趋势结论
目录
CONTENT
传输线电路的基本概念
01
总结词
传输线是用于传输电磁波的媒介，通常由铜线、光纤等介质构成。根据传输线的结构和工作原理，可以分为平行线、同轴线和波导等类型。
详细描述
传输线是用于传输电信号的媒介，通常由铜线、光纤等介质构成。根据传输线的结构和工作原理，可以分为平行线、同轴线和波导等类型。平行线是最简单的传输线结构，由两根平行的导线和它们之间的绝缘材料组成，常用于长距离传输信号。同轴线则由内导体、外导体和绝缘材料组成，可以传输宽带信号，常用于电视信号传输。波导则是一种封闭的传输线结构，可以用于传输微波信号，常见于雷达和卫星通信等领域。
第八章传输线理论-PPT精品
第三章
得
ULA1A2
IL
1 Zc
(A1
A2)
整理得
A1
UL
ILZC 2
A2
UL
ILZC 2
25
第三章
所以在已知终端负载的情况下，沿线的 电压、电流分别为：
Байду номын сангаас
U(z)ULILZc ejULILZc ej
2
2
I(z) 1[ULILZc ejULILZc ej]
Zc 2
2
ILULZL,ULILZL
26
uu(z,t) i i(z,t)
10
第三章
3.1 传输线方程及其稳态解
1. 均匀传输线方程 图示一均匀平行双线传输线系统。其中传 输线的始端接微波信号源（简称信源），终端 接负载。选取传输线的纵向坐标为z，坐标原点 位于终端，z的方向由终端指向始端。设在时刻 t，位置z处的电压、电流分别为 u(z,t) 和 i(z,t) ；而在位置z+Δz 处的电压、电流分别为 u(z+ Δz ,t)和i(z+ Δz ,t)。
LL LC
C L
令
Zc L C
I(z)Z 1c(A 1ejA2ej)
20
第三章
于是得到传输线上距终端负载z处的电压 电流：
U(z) A1ej A2ej
I(z)
1 Zc
(A1ej
A2ej)
这是电压、电流的复数表示式。
传输线上电压和电流的瞬时值表达 式为：
21
第三章
u (z,t)R(A e 1 ejA 2 ej )ej t
d 2I dz 2
2 LC
I
0
将上式写成
高速电路中平行传输线间的串扰分析及解决方案,串扰,传输线,H.
高速电路中平行传输线间的串扰分析及解决方案，串扰，传输线，HyperLynx，仿真1引言当信号线的长度大于传输信号的波长时，这条信号线就应该被看作是传输线(长线)，并且需要考虑印制板上的线间互连和板层特性对电气性能的影响[2]。
在高速系统中，信号线通常被建模为一个R—L—C梯形电路的级连[2]。
由于信号线上各处的分布参数存在差异，尤其是在芯片的输入、输出引脚处，这种差异更加明显。
当几条高速信号并行走线且这些信号线之间的距离很近时，就不能忽略串扰对系统的影响，信号频率变高、边沿变陡、印刷电路1 引言当信号线的长度大于传输信号的波长时，这条信号线就应该被看作是传输线(长线)，并且需要考虑印制板上的线间互连和板层特性对电气性能的影响[2]。
在高速系统中，信号线通常被建模为一个R—L—C梯形电路的级连[2]。
由于信号线上各处的分布参数存在差异，尤其是在芯片的输入、输出引脚处，这种差异更加明显。
当几条高速信号并行走线且这些信号线之间的距离很近时，就不能忽略串扰对系统的影响，信号频率变高、边沿变陡、印刷电路板的尺寸变小、布线密度加大等使得高速电路的串扰问题日益突出。
串扰过大可能引起电路的误触发，导致系统无法正常工作。
这就要求对高速串扰物体进行仿真分析并采取相应的措施使串扰减小到合理的范围。
2 串扰的理论基础串扰(crosstalk)是指在两个不同的电性能之间的相互作用。
产生串扰被称为Aggressor，而另一个收到串扰的被称为Victim。
通常一个网络既是Aggressor(入侵者)，又是Victim(受害者)，如图1所示。
依照离散式等效模间的线网称为干扰源网络来描述相邻传输线的串扰模型，传输线AB和CD的特性阻抗为Z0，且终端匹配电阻R=Z0。
如果位于A点的驱动源为干扰源，则A—B间的线网称为干扰源网络(AggressorLine)，C—D间的线网称为被干扰网络(Victim Line)。
</tr>串扰是由同一PCB板上的2条信号线与地平面引起的，是2条信号线之间的耦合、信号线之间的互感和互容引起线上的噪声。
飞机三导体传输线串扰的分析
参考 地 线
图 １ 三导体传输线模型
析． 建立耦合强度同干扰源频率、 电线间距 、 耦合长 度之间的关系 ， 为飞机 Ｅ Ｓ ＷＩ 设计提供支持．
１ ＿ ．
～
１ 低频状 态下的耦合 强度
对本文研究的传输线作以下假设… ： （） １传输线上只存在唯一的横电磁波传播模式
（Ｅ ． Ｔ Ｍ）
【ｃ １ Ｚ 埘
图３ 感性耦合等效 电路
第２ ９卷 第 ５期
２１ 年 ０ 月 ０１ ９
佳 木 斯 大 学 学 报 （自 然 抖 学 版 ）
Ｊｕ ａ ｏ Ｊ ｍ ｓＵ ｉ ｒｔ Ｎ ｔ ａ Ｓｉ ｃ ｄ ｉ ） ｏｒ ｌ ｆ ｉ ｕｉ ｎ ｅ ｉ ｎ ａ ｖ ｓ ｙ（ ａ ｒ ｃ ｎｅ ｉ ｎ ｕｌ ｅ Ｅ ｔ ｏ
Ｖ Ｉ２ Ｎｏ ５ ｏ．９ ．
Ｏ 引 言
随着 民用飞机 Ｆ益向多 电、 电的方 向发展 ， ｔ 全 用电设备大幅度增加 ， 使得各种用 电设备之间的互 联 网络越 来 越 复 杂 ， 电气 布 线 互 联 系统 （ ｌ ｔｃｌ Ｅｅ ｒ ａ ｃｉ Ｗｉｎ ｔ ｃ ｎｃｏ ｙｔ 简称 Ｅ Ｓ 的重 要 ｒ ｇ ｎ ｒ ｎ ｅｔｎＳｓ ｍ， ｉ Ｉｅ ｏ ｉ ｅ ＷＩ）
１ １ 电容性耦 合 ．
（ ＋ｏ ＋ ｊ ￣Ｇ 如 ） ＋ｔ Ｒ （ ｊＣ ｏ
１２ 电感性耦 合 ．
） 一
）
（） ２
高速电路中平行传输线间的串扰分析及解决方案,串扰,传输线,H.
高速电路中平行传输线间的串扰分析及解决方案，串扰，传输线，HyperLynx，仿真1引言当信号线的长度大于传输信号的波长时，这条信号线就应该被看作是传输线(长线)，并且需要考虑印制板上的线间互连和板层特性对电气性能的影响[2]。
在高速系统中，信号线通常被建模为一个R—L—C梯形电路的级连[2]。
由于信号线上各处的分布参数存在差异，尤其是在芯片的输入、输出引脚处，这种差异更加明显。
当几条高速信号并行走线且这些信号线之间的距离很近时，就不能忽略串扰对系统的影响，信号频率变高、边沿变陡、印刷电路1 引言当信号线的长度大于传输信号的波长时，这条信号线就应该被看作是传输线(长线)，并且需要考虑印制板上的线间互连和板层特性对电气性能的影响[2]。
在高速系统中，信号线通常被建模为一个R—L—C梯形电路的级连[2]。
由于信号线上各处的分布参数存在差异，尤其是在芯片的输入、输出引脚处，这种差异更加明显。
当几条高速信号并行走线且这些信号线之间的距离很近时，就不能忽略串扰对系统的影响，信号频率变高、边沿变陡、印刷电路板的尺寸变小、布线密度加大等使得高速电路的串扰问题日益突出。
串扰过大可能引起电路的误触发，导致系统无法正常工作。
这就要求对高速串扰物体进行仿真分析并采取相应的措施使串扰减小到合理的范围。
2 串扰的理论基础串扰(crosstalk)是指在两个不同的电性能之间的相互作用。
产生串扰被称为Aggressor，而另一个收到串扰的被称为Victim。
通常一个网络既是Aggressor(入侵者)，又是Victim(受害者)，如图1所示。
依照离散式等效模间的线网称为干扰源网络来描述相邻传输线的串扰模型，传输线AB和CD的特性阻抗为Z0，且终端匹配电阻R=Z0。
如果位于A点的驱动源为干扰源，则A—B间的线网称为干扰源网络(AggressorLine)，C—D间的线网称为被干扰网络(Victim Line)。
</tr>串扰是由同一PCB板上的2条信号线与地平面引起的，是2条信号线之间的耦合、信号线之间的互感和互容引起线上的噪声。
《传输线理论详解》课件
VS
详细描述
在高速数字信号处理中，传输线理论被用 于分析信号在传输过程中的特性变化，以 及如何减小信号的延迟和畸变。通过传输 线理论，可以优化信号传输路径和系统参 数，提高信号的传输速度和稳定性，满足 高速数字信号处理的需求。
高频微波系统设计
总结词
传输线理论在高频率微波系统设计中具有重 要应用，有助于实现高频微波信号的高效传 输。
详细描述
传输线的基本特性包括阻抗、传播常数和电磁波的传播速度等。阻抗决定了传输线对信号的负载能力，传播常数 决定了电磁波在传输线中的传播速度和相位变化，而电磁波的传播速度则与传输线的材料和结构有关。这些特性 参数对于传输线的性能和信号完整性至关重要。
传输线的应用场景
总结词
传输线在通信、电子、电力等领域有着广泛的应用， 如信号传输、能量传输等。
详细描述
传输线在许多领域都有着广泛的应用，如通信领域中 的信号传输、电力领域中的能量传输等。在通信领域 中，传输线被用于连接各种通信设备，如电话、电视 和互联网设备，实现信号的传输和接收。在电力领域 中，传输线被用于远距离输电和配电，实现电能的传 输和分配。此外，在电子设备中，传输线还被用于连 接各个组件，实现信号的传输和能量的传递。
当传输线中存在电压或电流 变化时，会在传输线周围产 生电磁场，电磁能量会以辐 射的形式向周围空间传播， 形成电磁辐射。同时，这种 电磁辐射可能会对其他电子 设备产生干扰。
E = -dΦ/dt，H = dA/dt， 其中E是电场强度，H是磁场 强度，Φ是磁通量，A是磁 矢量势。
电磁辐射与干扰可能会对其 他电子设备产生干扰，因此 需要进行电磁兼容性设计和 防护措施。同时，电磁辐射 也可以用于通信和探测等领 域。
传输线的传播特性
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感性耦合分量远大于容性耦合分量
12
4.5.5 共阻抗干扰实例
总的干扰
共阻抗干扰: - 40.7dB
频率大于6MHz 发生震荡，此时 是电大尺寸
13
Inductive and capacitive coupling: 20dB/decade 100KHz--1MHz
4.5.5共阻抗干扰实例
The capacitive coupling component dominates the inductive coupling component.
4.5 串扰耦合分析模型
1
4.5 耦合分析模型
多导体传输线方程的简化
干扰源回路通过线间电感lm与线间电容cm 产生干扰电流与电压，
反过来在被干扰设备中感应电流会影响源电路。
弱耦合干扰：忽略二次感应干扰
2
4.5 耦合分析模型
被干扰回路的方程没有改变
被干扰回路中的源
3
4.5 耦合分析模型
干扰源产生回路方程
串扰可以看作成输入电压VS 与输出电压 VNE and VFE之间的变换关系.
7
4.5.3 频域耦合模型
串扰的频率特性
特征阻抗：
8
4.5.4 共阻抗耦合：考虑损耗
总的干扰包括：感性、容性、阻性
9
4.5.4 共阻抗干扰
Frequency response of the crosstalk transfer function showing the common-impedance coupling floor at the lower frequencies.
因此采用近似耦合模型的2个条 件：1）若耦合；2）电小尺寸。
14
当被干扰回路没有源时，被干扰回路方程 电压源 电流源
磁耦合
4
电耦合
4.5.2 被干扰回路的电容、电感耦合干扰的简化
2个假设： （1）2个回路间是弱耦合 （2） 传输线是电小尺寸
时域模型
频域模型
5
4.5.3 频域耦合模型
干扰源回路的电压与电流
近端感应电压
远端感应电压
6
4.5.3 频域耦合模型
将干扰源电压电流带入，可以得出:
10
4.5.5 共阻抗干扰实例
给定3导体电缆，长度为4.737m. 其中一个导体为参考导体. 半径为7.5 mils,线 间距为50 mils. RL=RNE=RFE=R, RS=0, 导线电阻为: R0=0.921. 当R=50 与1 k , 分析计算近端响应的频率特性.
The line length 4.737m is a wavelength at 63.3 MHz. Hence the line is electrically short for frequencies below approximately 6.33 MHz.
11
Below 6.33 MHz, the result deduced from Coupling Approximate Model is reasonable!
4.5.5共阻抗干扰实例
lG= lR= 0.749mH/m, lm=0.24mH/m, cG=cR=18pF/m, and cm=6.27pF/m. ZCG=ZCR=173 Ω