卫星链路计算公式

星通信载波的链路计算方法为，先分别计算上行和下行链路的载波功率与等效噪声温度比C/T或者载波与噪声功率比C/N、以及载波与干扰功率比C/I，再求出考虑干扰因素的系统载噪比C/(N+I) 和载波的系统余量。

上下行C/T

上行和下行C/T 的计算公式分别为

C/T U=EIRP E - Loss U + G/T sat

C/T D = EIRP s —Loss D + G/T E/S

式中的EIRF E和EIRF S分别为载波的上行和下行EIRP, Loss u和L OSS D分别为总的上行和下行传输衰耗，G/T sat和G/T E/S分别为卫星转发器和地球站的接收系统品质因数。上式中的数据均为对数形式。

C/N 与C/T 的关系

C/N 与C/T 的关系式为

C/N = C/T - k - BW N = C/T + 228.6 - BW N

式中的k 为波兹曼常数，BW N 为载波噪声带宽。式中的数据均为对数形式。

C/I 与C/IM

卫星通信载波需要考虑的干扰因素主要有，上行和下行反极化干扰C/I XP_U^n

C/I XP_D、以及上行和下行邻星干扰C/I AS_U和C/I AS_Do此外，还需考虑转发器在多载波工作条件下的交调干扰C/IM 。

C/N 与C/I 的合成

由多项C/N 和C/I 求取总的C/N、C/I 、以及C/(N+I) 的算式为

(C/N Total ) -1 = (C/N U ) -1 + (C/N D ) -1

- 1 -1 -1 -1 -1 -1

(C/I Total ) = (C/I XP_U) + (C/I AS_U) + (C/IM) + (C/I XP_D) + (C/I AS_D)

(C/(N+I)) -1 = (C/N Total ) -1 + (C/I

Total )

上述三个算式中的数据均为真数形式。

由多项C/N 和C/I 求取总的C/(N+I) 的步骤也可为

(C/(N+I) u ) -1 = (C/N u ) -1 + (C/I XP_u) -1 + (C/I As_u) -1

・1 ・1

-1 -1 -1

(C/(N+I) D ) = (C/N D ) + (C/1 XP_D) + (C/1 AS_D) + (C/IM)

— 1

-1 -1

(C/(N+I)) = (C/(N+I) U ) + (C/(N+I) D )

上述两种不同计算步骤所得到的结果是相同的。

系统所需的Eb/N o与C/N

数字载波解调器对载波的每bit能量与噪声密度之比Eb/N o通常有一个最低要求，由此数据可以求出系统所需要的最低C/N。

[C/N] = [Eb/N o] + 20log(R Data) - [BW N]

上式中的R^ata为真数形式的载波数据速率或信息速率，其余的数据均为对数形式。系统余量

系统余量为系统的C/(N+I)与系统所需最低C/N之差值。

数字载波的链路预算

设计卫星通信线路时，通常先选定通信卫星和工作频段，根据卫星转发器的性能参数和用户需求，选择系统所用的天线口径、调制和编码方式，然后通过链路计算，验证所设计线路的可行性与合理性。合理的设计应保证系统略有余量，同时使系统所占用的转发器功率资源与带宽资源相平衡。如果链路预算结果表明，在

功率与带宽相平衡时所得的系统余量过大或不足，可以改变天线口径，或调制、编码参数，对系统进行优化。

考虑到目前的话音、数据通信和电视广播的主流是数字化，这里只介绍数字载波

的链路预算表。表中列举了几种不同类型的业务，它们共用一个36MHz带宽的C 波段转发器。

载波带宽

计算载波带宽时，通常按下式先从被传输的信息速率、纠错码率和调制方式，求出符号速率。

符号速率=(信息速率/ FEC编码率/ R-S编码率)*调制因子

如果有报头的话，应将其计入信息速率中。前向纠错（FEC）编码率通常为1/2、2/3、3/4、5/6 和7/8，Reed-Solomon编码率常用188/204。BPSK QPSK 8PSK 和16QAM

勺调制因子分别为1、1/2、1/3和1/4。

载波噪声带宽和占用带宽的取值应分别为符号速率的 1.2倍和1.4倍。部分设备商强调其调制波的占用带宽可压缩到符号速率的 1.35倍甚至1.3倍，但通常不被卫星操作者所接受。

在链路预算中，载波噪声带宽将被用于计算C/T、C/N和E/N。之间的关系，占用带宽将被用于决定载波工作频率，以及计算载波的输出和输入回退量。

输出和输入回退

通信转发器的功放级多采用行波管放大器（TWTA或固态功率放大器（SSPA）。这两种放大器在最大输出功率点附近的输出/输入关系曲线为非线性。多载波工作于同一个转发器时，为了避免非线性放大器产生的交调干扰，必须使使放大器工

作在线性状态。这时，整个转发器的输出功率远低于最大功率。采用TWTA勺转

发器在线性工作状态时的输出功率，通常比最大功率低 4.5dB。也就是说，整个

转发器的输出线性回退约为4.5dB。

转发器的输入回退量可根据输出回退量，在放大器输出/输入关系曲线中查得。对于采用TWTA勺转发器，输入回退量一般比输出回退大6dB上下。对应于4.5dB 的输出线性回退，转发器的输入线性回退约为10.5dB。

在链路预算中，载波输出回退和输入回退将分别被用于计算载波的下行和上行EIRP。

用户载波的功率分配

功率和带宽同为转发器的重要资源。用户所能占用的转发器功率应与他向卫星公司租用的转发器带宽相平衡。在一般情况下，用户载波所占用的转发器功率与转发器总功率的比值，应该和用户租用带宽占转发器总带宽的比例大致相等。

载波功率的输出回退值与转发器线性回退之差值，即为载波占用转发器功率的比例。当载波

在转发器中的功率占用率与带宽占用率相平衡时，

OBO C = OBO xpd + 10 lg （BW Xpd / BW C）

式中，OBO为载波的输出回退值，OBO d为转发器的线性输出回退值，BV XPd和BW/ 分别为转发器带宽和载波租用带宽。上式表明，转发器的线性输出回退值越低，或者载波带宽越宽，载波所分配到的功率就越高；转发器带宽越宽，载波所分配到的功率就越低。

SFD与上行EIRP