信号及电源完整性分析与设计(第一讲)

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电源完整性设计详解

于博士信号完整性研究网电源完整性设计详解作者：于争博士2009年4整理发布：Baidu文库浩书目录1 为什么要重视电源噪声问题？....................................................................- 1 -2 电源系统噪声余量分析................................................................................- 1 -3 电源噪声是如何产生的？............................................................................- 2 -4 电容退耦的两种解释....................................................................................- 3 -4.1 从储能的角度来说明电容退耦原理。

..............................................- 3 -4.2 从阻抗的角度来理解退耦原理。

......................................................- 4 -5 实际电容的特性............................................................................................- 5 -6 电容的安装谐振频率....................................................................................- 8 -7 局部去耦设计方法......................................................................................- 10 -8 电源系统的角度进行去耦设计..................................................................- 12 -8.1 著名的Target Impedance（目标阻抗）..........................................- 12 -8.2 需要多大的电容量............................................................................- 13 -8.3 相同容值电容的并联........................................................................- 15 -8.4 不同容值电容的并联与反谐振（Anti-Resonance）......................- 16 -8.5 ESR对反谐振（Anti-Resonance）的影响......................................- 17 -8.6 怎样合理选择电容组合....................................................................- 18 -8.7 电容的去耦半径................................................................................- 20 -8.8 电容的安装方法................................................................................- 21 -9 结束语..........................................................................................................- 24 -电源完整性设计详解1、为什么要重视电源噪声问题？芯片内部有成千上万个晶体管，这些晶体管组成内部的门电路、组合逻辑、寄存器、计数器、延迟线、状态机、以及其他逻辑功能。

高速电路信号完整性分析与设计九--电源完整性分析

第9章高速信号的电源完整性分析在电路设计中，设计好一个高质量的高速PCB板，应该从信号完整性(SI——Signal Integrity)和电源完整性(PI——Power Integrity )两个方面来考虑。

尽管从信号完整性上表现出来的结果较为直接，但是信号参考层的不完整会造成信号回流路径变化多端，从而引起信号质量变差，连带引起了产品的EMI性能变差。

这将直接影响最终PCB板的信号完整性。

因此研究电源完整性是非常必要和重要的。

9.1 电源完整性概述虽然电子设计的发展已经有相当长的历史，但是高速信号是近些年才开始面对的问题，随之出现的电源完整性的许多概念并不为大多数人所了解。

这里，对其中涉及到的一些基本名词做些简单的介绍。

9.1.1 电源完整性的相关概念电源完整性(Power Integrity) ：是指系统供电电源在经过一定的传输网络后在指定器件端口相对该器件对工作电源要求的符合程度。

虽然电源完整性是讨论电源供给的稳定性问题，但由于地在实际系统中总是和电源密不可分的，通常把如何减少地平面的噪声也做为电源完整性的一部分讨论。

电源分配网络：电源分配网络的作用就是给系统内所有器件或芯片提供足够的电源,并满足系统对电源稳定性的要求。

同步开关噪声（Simultaneous Switch Noise，简称SSN）：是指当器件处于开关状态，产生瞬间变化的电流（di/dt），在经过回流途径上存在的电感时，形成交流压降，从而引起噪声，所以也称为Δi噪声。

同步开关噪声包括电子噪声、地弹噪声、回流噪声、断点噪声等。

它对电源完整性的影响表现为地弹和电源反弹。

地弹噪声：它是同步开关噪声对电源完整性影响的表现之一。

是指芯片上的地参考电压的跳动。

当大量芯片的输出同时开启时，将有一个较大的瞬态电流在芯片与板的电源平面流过，芯片封装与电源平面的电感和电阻会引发电源噪声，这样会在真正的地平面（0V）上产生电压的波动和变化，这个噪声会影响其它元器件的动作。

电源完整性设计 PPT

电容退耦二种解释
• 电容退耦是解决电源噪声的主要方法。这种方法对提高瞬态电流的响应速度，降低电源分配系统的阻抗都非常有效。
• 一种解释是储能，当负载发生瞬态电流变化时，电源不能即时满足负载的瞬态电流的要求，可根据公式I=Cdv/dt，此时电容二端存在电压的变化，电容开始放电，及时提供负（1）稳压芯片的输出的精确值是多少。 • （2）工作环境的是否是稳压芯片所推荐的环境。 • （3）负载情况是怎么样，这对稳压芯片输出也有影响。 • （4）电源噪声最终会影响到信号质量。而信号上的噪声
来源不仅仅是电源噪声，反射窜扰等信号完整性问题也会在信号上叠加，因此不能把所有噪声余量留给电源系统。 • （5）不同的电压等级对电源噪声要求也不样，电压越小噪声余量越小。模拟电路对电源要求更高，
• 一种解释是阻抗，把负载芯片拿掉，从AB二点向左看去，稳压电源及电容可以看出一个复合电源系统，不能AB二点负载电流如何变化，都保证AB二点电压稳定及AB二点电压变化很小，可根据公式△V=Z *△I。
实际电容的特性
• 实际的电容存在奇生电感与等效窜联电阻。 • R=esr +1/j2πfc +j2πfl • 等效窜联电感无法消除，只要存在引线就会有寄生电感。
一种解释是阻抗把负载芯片拿掉从ab二点向左看去稳压电源及电容可以看出一个复合电源系统不能ab二点负载电流如何变化都保证ab二点电压稳定及ab二点电压变化很小可根据公式vzresr1j2fcj2fl等效窜联电感无法消除只要存在引线就会有寄生电感
电源完整性设计
重视电源噪声问题
• （1）芯片的集成度越来越大，芯片内部晶体管数量也越来越大；晶体管组成内部的门电路组合逻辑延迟线状态机及其它逻辑。
• 因此每个电容量为1.9894/63=0.0316uf。

《信号完整性与电源完整性的仿真分析与设计》

信号完整性与电源完整性的仿真分析与设计1简介信号完整性是指信号在通过一定距离的传输路径后在特定接收端口相对指定发送端口信号的还原程度。

在讨论信号完整性设计性能时，如指定不同的收发参考端口，则对信号还原程度会用不同的指标来描述。

通常指定的收发参考端口是发送芯片输出处及接收芯片输入处的波形可测点，此时对信号还原程度主要依靠上升/下降及保持时间等指标来进行描述。

而如果指定的参考收发端口是在信道编码器输入端及解码器输出端时，对信号还原程度的描述将会依靠误码率来描述。

电源完整性是指系统供电电源在经过一定的传输网络后在指定器件端口相对该器件对工作电源要求的符合程度。

同样，对于同一系统中同一个器件的正常工作条件而言，如果指定的端口不同，其工作电源要求也不同（在随后的例子中将会直观地看到这一点）。

通常指定的器件参考端口是芯片电源及地连接引脚处的可测点，此时该芯片的产品手册应给出该端口处的相应指标，常用纹波大小或者电压最大偏离范围来表征。

图一是一个典型背板信号传输的系统示意图。

本文中“系统”一词包含信号传输所需的所有相关硬件及软件，包括芯片、封装与PCB板的物理结构，电源及电源传输网络，所有相关电路实现以及信号通信所需的协议等。

从设计目的而言，需要硬件提供可制作的支撑及电信号有源/无源互联结构；需要软件提供信号传递的传输协议以及数据内容。

图1 背板信号传输的系统示意图在本文的以下内容中，将会看到由于这些支撑与互联结构对电信号的传输呈现出一定的频率选择性衰减，从而会使设计者产生对信号完整性及电源完整性的担忧。

而不同传输协议及不同数据内容的表达方式对相同传输环境具备不同适应能力，使得设计者需要进一步根据实际的传输环境来选择或优化可行的传输协议及数据内容表达方式。

为描述方便起见以下用“完整性设计与分析”来指代“信号完整性与电源完整性设计与分析”。

2 版图完整性问题、分析与设计上述背板系统中的硬件支撑及无源互联结构基本上都在一种层叠平板结构上实现。

《信号完整性培训》课件

解决方法
通过在传输线的末端添加终端电阻来匹配阻抗，消除反射。
信号串扰
信号串扰定义
当信号在传输线中传播时，会受到相邻信号线的干扰，产生串扰。
串扰产生的影响
串扰会导致信号质量下降、误码率增加，严重时会导致通信失败。
解决方法
通过合理布线、增加线间距、使用屏蔽线等措施来减小串扰。
信号时序
加强信号完整性测试和测量技术的研究，提高测试精度和效
率。
探索新的信号完整性设计方法和优化技术，提高设计效率和
可靠性。
加强信号完整性与其他领域的交叉研究，如通信、控制、人工智能等，开拓新的应用领域
。
THANKS
感谢观看
02
它涉及到信号在电路中传输时所受到的各种影响，如噪声、干扰、衰减、延迟等。
信号完整性的重要性
保证电路的正常工作
信号完整性的好坏直接影响到电路的正常工作，如果信号在传输过程中出现失真或畸变，可能会导致电路工作异常或出现故障。
提高系统性能
降低系统成本
避免因信号问题导致的系统故障和维修成本，从而降低整个系统的成本。
合理选择传输线
根据信号类型和传输速率，选择合适的传输线类型和规格。
使用适当的端接方式
根据传输线的类型和长度，选择合适的端接方式，如串联端接、并联端接等。
优化布线策略
通过合理的布线，减少信号延迟和反射，提高信号质量。
抑制电磁干扰
通过增加屏蔽、使用滤波器等手段，降低电磁干扰对信号的影响。
设计实例分享
示波器和逻辑分析仪
用于捕获和观察信号波形，分析信号的时序和幅度。
网络分析仪和频谱分析仪
用于测量信号的频率响应和传输特性。

信号完整性分析第一讲

• 周期性加载
图0-1 单个网络的各种互连拓扑情况
图0-2
高速IEEE-1394视频采集系统
0.3 信号完整性分类
信号完整性讨论的主要对象是数字信号，人们谈的只有数字信号完整性，一般不说模拟信号的完整性。这是由于数字信号的非理想退化而呈现的一种模拟效应。主要内因是非常短的数字信号前后沿(简称前沿)包含大量丰富的高频成分。按照通常的说法，目前信号完整性研究主要分为芯片和PCB两个着力点。二者原理上相通、技术上有别。 SI的分析和测量，有时域和频域两类视点和途径。
电路图给出元器件及其互连关系。而同一个网络，电属性相同，其互连拓扑关系可能如下：点到点；星簇 (star cluster)是每
个器件通过长度相等的传输线连接到中心节点上；菊花链 (daisy
chain) 是一条长传输线从每个器件附近经过，器件通过短桩线连在主传输线上。
• 点到点
• 近、远端簇
• 菊花链
SOP。
各层次真实的互连线有：芯片内各种连线及孔、压焊点、封装引线、引脚；PCB板的线接头、线条、过孔、接插件；各种连接电缆。此外，还涵盖各种无源元件；电阻、电容、电感；以及介质、基板、屏蔽盒、机箱、机架等。而各个层次的器件则另当别论。把它们看作驱动源和接收器宏模型。
图0-0
五种PCB及系统级中的互连线条形式
在每个转换端口需要10万个以上的晶体管来实现有效的串并并串转换及对抗信号变形失真的预加重有源均衡和传输线中的rc无源均衡技49同层屏蔽线gndddgnd屏蔽层衬底层gnd图012芯片内对抗线间串扰的屏蔽措施剖面说明50图013为了减小电感实际pcb去耦电容过孔的安装情况51去耦电容dd芯片内核gnd图014去耦电容消除地弹仍不如芯片内去耦52图015电缆外加装扼流圈防止emi

ADS信号完整性与电源完整性的仿真分析与设计

信号完整性与电源完整性的仿真分析与设计李荔博士leo_le@安捷伦科技1简介信号完整性是指信号在通过一定距离的传输路径后在特定接收端口相对指定发送端口信号的还原程度。

在讨论信号完整性设计性能时，如指定不同的收发参考端口，则对信号还原程度会用不同的指标来描述。

通常指定的收发参考端口是发送芯片输出处及接收芯片输入处的波形可测点，此时对信号还原程度主要依靠上升/下降及保持时间等指标来进行描述。

而如果指定的参考收发端口是在信道编码器输入端及解码器输出端时，对信号还原程度的描述将会依靠误码率来描述。

电源完整性是指系统供电电源在经过一定的传输网络后在指定器件端口相对该器件对工作电源要求的符合程度。

同样，对于同一系统中同一个器件的正常工作条件而言，如果指定的端口不同，其工作电源要求也不同（在随后的例子中将会直观地看到这一点）。

图一是一个典型背板信号传输的系统示意图。

从设计目的而言，需要硬件提供可制作的支撑及电信号有源/无源互联结构；需要软件提供信号传递的传输协议以及数据内容。

1001010…图1 背板信号传输的系统示意图在本文的以下内容中，将会看到由于这些支撑与互联结构对电信号的传输呈现出一定的频率选择性衰减，从而会使设计者产生对信号完整性及电源完整性的担忧。

为描述方便起见以下用“完整性设计与分析”来指代“信号完整性与电源完整性设计与分析”。

2 版图完整性问题、分析与设计上述背板系统中的硬件支撑及无源互联结构基本上都在一种层叠平板结构上实现。

信号完整性ppt课件

导电平面就像一个镜子，镜像电路与原电
路电流方向相反，并以平面对称。这样由
于互感影响，该涡流会较大的减小原电路
的回路自感。
23
电感的物理基础
•
悬空平面越靠近回路，回路的电感就
越小，如下图：
24
传输线的物理基础
• 一、信号信号总是指信号路径和返回路径之间相
邻两点的电压差，该原则适用于所有传输线，无论是单端还是差分传输线。
信号完整性分析
通常设计过程是极富直觉和创造性的，要想尽快完成合格设计，激发关于信号完整性的设计直觉至关重要。设计产品的设计师应了解信号完整性如何影响整个产品的性能。该文档主要介绍理解和解决信号完整性问题所需的基本原理，直观定量地给出信号完整性问题的工程背景知识。
主要参考：信号完整性分析
• 四、传输线的瞬态阻抗及特征阻抗传输线的瞬态阻抗并不是PCB上导线的电阻。如
果我们在一根导线上加一个电压，该电压信号从一端传输到另一端的过程中所受到的阻抗即为瞬态阻抗，当一定时间后，整根导线上的电源稳定后，导线表现出的阻抗与瞬态阻抗肯定不一样，稳定后的电阻才是我们平时所指的电阻。瞬态阻抗仅由传输线的两个固定参数决定，即传输线的横截面积和材料特性共同决定，与传输线的长度无关。计算公式为（只考虑电容效应的近似计算）：
3
概论
c、返回路径平面上的间隙； d、接插件； e、分支线、T型线或桩线； f、网络末端。 B、网络间的串扰； C、轨道塌陷噪声；
当通过电源和地路径的电流发生变化时，在电源路径和地路径间的阻抗上将产生一个压降。设计电源和地分配的目标是使电源分配系统（PDS）的阻抗最小 D、来自整个系统的电磁干扰和辐射。
11

电源完整性

引言电源完整性这一概念是以信号完整性为基础的，两者的出现都源自电路开关速度的提高。

当高速信号的翻转时间和系统的时钟周期可以相比时，具有分布参数的信号传输线、电源和地就和低速系统中的情况完全不同了。

与信号完整性是指信号在传输线上的质量相对应，电源完整性是指高速电路系统中电源和地的质量。

它在对高速电路进行仿真时，往往会因信号参考层的不完整造成信号回流路径变化多端，从而引起信号质量变差和产品的ＥＭＩ性能变差，并直接影响信号完整性。

为了提高信号质量、产品的ＥＭＩ性能，人们开始研究怎样为信号提供一个稳定、完整的参考平面，并随之提出了电源完整性的概念。

ＥＤＡ厂商Ｃａｄｅｎｃｅ公司资深技术工程师曾指出，在未来的三到五年内，电源完整性设计将取代信号完整性设计成为高速ＰＣＢ设计新的难点和重点。

电源完整性的影响因素及措施电源完整性的作用是为系统所有的信号线提供完整的回流路径。

但在技术高速发展以及生产成本的控制下，往往不能为所有的信号线提供理想而完整的回流路径，这就是说，在高速电路中，不能够简单地将电源和地当作理想的情况来处理。

这主要是因为地弹噪声太大、去耦电容设计不合理、回流影响严重、多电源／地平面的分割不当、地层设计不合理、电流分配不均匀、高频的趋肤效应导致系统阻抗变化等诸多因素都会破坏电源完整性。

地弹噪声地弹噪声也称为同步开关噪声（ＳＳＮ），通常认为是由电路的感应引起的。

当电路中有较大的瞬态电流出现时（比如多条信号线上的信号同时翻转），会在电路分布参数所引起的感性阻抗上产生瞬态电压，进而便引起ＳＳＮ。

芯片封装结构的ＳＳＮ是由于突变的电流流过封装结构的引脚、引线和焊盘等寄生电感所导致。

如芯片的多个输出管脚同时触发时，将有一个较大的瞬态电流在芯片与板的电源平面流过，芯片封装与电源平面的电感和电阻会引发电源噪声，这样会在真正的地平面（０Ｖ）上产生电压波动，此波动对其他共电源／地总线的静态驱动将构成严重的干扰，甚至引起误触发。

信号完整性和电源完整性分析

An Integrated Signal and Power Integrity Analysis for Signal Traces Through the Parallel Planes Using Hybrid Finite-Element andFinite-Difference Time-Domain TechniquesWei-Da Guo,Guang-Hwa Shiue,Chien-Min Lin,Member,IEEE,and Ruey-Beei Wu,Senior Member,IEEEAbstract—This paper presents a numerical approach that com-bines the?nite-element time-domain(FETD)method and the?-nite-difference time-domain(FDTD)method to model and ana-lyze the two-dimensional electromagnetic problem concerned in the simultaneous switching noise(SSN)induced by adjacent signal traces through the coupled-via parallel-plate structures.Applying FETD for the region having the source excitation inside and FDTD for the remaining regions preserves the advantages of both FETD ?exibility and FDTD ef?ciency.By further including the transmis-sion-line simulation,the signal integrity and power integrity is-sues can be resolved at the same time.Furthermore,the numer-ical results demonstrate which kind of signal allocation between the planes can achieve the best noise cancellation.Finally,a com-parison with the measurement data validates the proposed hybrid techniques.Index Terms—Differential signaling,?nite-element and?nite-difference time-domain(FETD/FDTD)methods,power integrity (PI),signal integrity(SI),simultaneous switching noise(SSN), transient analysis.I.I NTRODUCTIONI N RECENT years,considerable attention has been devotedto time-domain numerical techniques to analyze the tran-sient responses of electromagnetic problems.The?nite-differ-ence time-domain(FDTD)method proposed by Yee in1966 [1]has become the most well-known technique becauseit pro-vides a lot of attractive advantages:direct and explicit time-marching scheme,high numerical accuracy with a second-order discretization error,stability condition,easy programming,and minimum computational complexity[2].However,it is often in-ef?cient and/or inaccurate to use only the FDTD method to dealManuscript received March3,2006;revised November6,2006.This work was supported in part by the National Science Council,Republic of China,under Grant NSC91-2213-E-002-109,by the Ministry of Education under Grant93B-40053,and by Taiwan Semiconductor Manufacturing Company under Grant 93-FS-B072.W.-D.Guo,G.-H.Shiue,and R.-B.Wu are with the Department of Electrical Engineering and Graduate Institute of Communication Engi-neering,National Taiwan University,10617Taipei,Taiwan,R.O.C.(e-mail: f92942062@.tw;d9*******@.tw;rbwu@.tw).C.-M.Lin is with the Packaging Core Competence Department,Advanced Assembly Division,Taiwan Semiconductor Manufacturing Company,Ltd., 30077Taiwan,R.O.C.(e-mail:chienmin_lin@).Color versions of one or more of the?gures in this paper are available online at .Digital Object Identi?er10.1109/TADVP.2007.901595with some speci?c structures.Hybrid techniques,which com-bine the desirable features of the FDTD and other numerical schemes,are therefore being developed to improve the simula-tion capability in solving many realistic problems.First,the FDTD(2,4)method with a second-order accuracy in time and a fourth-order accuracy in space was incorporated to tackle the subgridding scheme[3]and a modi?ed form was employed to characterize the electrically large structures with extremely low-phase error[4].Second,the integration with the time-domain method of moments was performed to analyze the complex geometries comprising the arbitrary thin-wire and inhomogeneous dielectric structures[5],[6].Third,the?exible ?nite-element time-domain(FETD)method was introduced locally for the simulation of structures with curved surfaces [6]–[8].With the advent of high-speed digital era,the simultaneous switching noise(SSN)on the dc power bus in the multilayer printed circuit boards(PCBs)causes paramount concern in the signal integrity and power integrity(SI/PI)along with the electromagnetic interference(EMI).One potential excitation mechanism of this high-frequency noise is from the signal traces which change layers through the via transition[9]–[11]. In the past,the transmission-line theory and the two-dimen-sional(2-D)FDTD method were combined successfully to deal with the parallel-plate structures having single-ended via transition[12],[13].Recently,the differential signaling has become a common wiring approach for high-speed digital system designs in bene?t of the higher noise immunity and EMI reduction.Nevertheless,for the real layout constraints,the common-mode currents may be generated from various imbal-ances in the circuits,such as the driver-phase skew,termination diversity,signal-path asymmetries,etc.Both the differential-and common-mode currents can in?uence the dc power bus, resulting in the SSN propagating within the planes.While applying the traditional method to manage this case,it will need a much?ner FDTD mesh to accurately distinguish the close signals transitioning through the planes.Such action not only causesthe unnecessary waste of computer memory but also takes more simulation time.In order to improve the computa-tional ef?ciency,this paperincorporates theFETD method to the small region with two or more signal transitions inside,while the other regions still remain with the coarser FDTD grids.While the telegrapher’ｓequations of coupled transmission lines are further introduced to the hybrid FETD/FDTD techniques,the1521-3323/$25.00?2007IEEEFig.1.A typical four-layer differential-via structure.SI/PI co-analysis for differential tracesthrough the planes can be accomplished as demonstrated in Section II and the numerical results are shown in Section III.For a group of signal vias,the proposed techniques can also tell which kind of signal alloca-tion to achieve the best performance as presented in Section III. Section IV thus correlates the measurement results and their comparisons,followed by brief conclusions in Section V.II.S IMULATION M ETHODOLOGYA typical differential-via structure in a four-layer board is il-lustrated in Fig.1.Along the signal-?ow path,the whole struc-ture is divided into three parts:the coupled traces,the cou-pled-via discontinuities,and the parallel plates.This section will present how the hybrid techniques integrate the three parts to proceed with the SI/PI co-simulation.At last,the stability consideration and computational complexity of the hybrid tech-niques are discussed as well.A.Circuit SolverWith reference to Fig.2,if the even/odd mode propagation coef?cients and characteristic impedances are given,it is recog-nized that the coupled traces can be modeled by the equivalent ladder circuits,and the lossy effects can be well approxi-mated with the average values of individual and over the frequency range of interest.The transient signal propagation is thus characterized by thetelegrapher’s equations with the cen-tral-difference discretization both in time and space domains. The approach to predict the signal propagation through the cou-pled-via discontinuities is similar to that through the coupled traces except for the difference of model-extracting method.To characterize the coupled-via discontinuities as depicted in Fig.1,the structure can be separatedinto three segments:the via between the two solid planes,and the via above(and under)the upper(and lower)plane.Since the time delay of signals through eachsegment is much less than the rising edge of signal,the cou-pled-via structure can be transformed into a SPICE passive net-work sketched in Fig.3by full-wave simulation[14],where represents the voltage of SSN induced by the current on Ls2. By linking the extracted circuit models of coupled-via disconti-nuities,both the top-and bottom-layer traces together with suit-able driving sources and load terminations,the transient wave-forms throughout the interconnects are then characterized and can be used for the SI analyses.Fig. 2.The k th element of equivalent circuit model of coupled transmission lines.Fig.3.Equivalent circuit model of coupled-via structures.B.Plane SolverAs for the parallel-plate structure,because the separation between two solid planes is much smaller than the equiva-lent wavelength of signals,the electromagnetic?eld inside is supposed to be uniform along the vertical direction.Thence, the2-D numerical technique can be applied to characterize the SSN effects while the FETD method is set for the small region covering the signal transitions and the FDTD scheme is constructed in the most regular regions.The FETD algorithm[15]starts from Maxwell’s two curl-equations and the vector equation is obtained byin(1)where and denote the electric?eld and current density,re-spectively,in the lossless volume.Applying the weak-form formulation or the Galerkin’s procedure to(1)gives(2) where is the weighting function that can be arbitrarily de-?ned.In use of the?nite-element method,the variational for-mula is thus discretized to implement the later numerical com-putation.In the present case,the linear basis function is chosen to express the?elds inside eachtriangular element.After taking the volume integration over each element and assembling theFig.4.FEM mesh in the source region and its interface with the FDTD grids.integrals from all the elements,(2)can be simpli?ed into a ma-trix form of(3) where and are the coef?cient vectors of electric?eld andcurrent density,respectively.In addition,the values of all matrix elements in(3)are formulated asand(4)For the mesh pro?le as illustrated in Fig.4,the FETD re-gion is chosen to be a block replacing the prime FDTD region into which the via transition penetrates.This is an initial value problem in time with the previous and being the initial conditions aswell as the boundary value problem in space with being Dirichlet boundary condition.To solve the initial value problem in(3),the time derivative of electric?eld is approximated by the central difference,that is(5) As for the electric?eld in the second term of(3),it can be for-mulated by the Newmark–Beta scheme[16]to be read as(6)Fig.5.Simulation?owchart of hybrid FETD and FDTD techniques to perform the SI/PI co-analysis for the coupled-via structure as illustrated in Fig.1.Moreover,in the triangular elements with the via transition inside,the term in(3)as expressed bygrid area(7)is needed to serve asthe excitation of the parallel-plate structure with the current shown in Fig.3through the via structure between Layers2and3.It is worth noting that the via transition should be placed on the bary-center of each triangular element to achieve better accuracy.The hand-over schemefor the?eld in the overlapped region of FDTD and FETD can be depicted in Fig.5.Given the boundary ?eld calculated by the FDTD algorithm atthe time step ,all the?eld in the FETD region can be acquired through the matrix solution of(3).The SSN voltage in Fig.3 is then determined by(8)where is the averaging value of nodal electric-?elds enclosing the via transition,and is the separation between the planes.Once and at the FETD mesh nodes(node 1,2,3,and4in Fig.4)become available,together with the ob-tained voltage/current values from the circuit solver andelectric/ magnetic?elds of the FDTD region,the hybrid time-marching scheme for the next time step can be implemented and so on.As a result of using the integrated schemes,the current, arisen from the input signal through the via structure,can have the ability to induce the voltage noise propagating within theFig. 6.Physical dimensions of coupled traces and via pair.(a)Top view (Unit=mil).(b)Side view.parallel plates.After a period of time,owing to the plane reso-nanceand return path,the induced noise will causethe unwanted voltage?uctuation on the coupled traces by the presence of the ?nite SSN voltage.C.Stability Problem and Computational ComplexityIt is not dif?cult to manifest that the FETD algorithm is un-conditionally stable.Substituting(5),(6),and(7)into(3)yields the following difference equation:(9) where(10) the superscript“1”denotes the matrix inverse and the factorgrid areaWithout loss of generality,the time-stepping scheme in(9)is restated as(11)Applying the-transform technique to(11)and solving for ,de?ned as the-transform of,the result reads(12)along with the dependent,de?ned as the-transform of in(11).Regardless of the time step,it can be easily de-duced that the poles of(12)is just on the unit circle of plane. This proves that the time marching by(9)is absolutely stable. The stability condition of these hybrid techniques is thus gov-erned by the transmission-line theory and the FDTD algorithm in the regular region,which are already known.Concerning the computational complexity,because of the consistence of simulation engines used for the circuit solver,parison of differential-mode S-parameters from HFSS simulation and the equivalent circuit as depicted in Fig.3.the only work is to compare the ef?ciency of the hybrid FETD/FDTD technique with that of the traditional FDTD method.In use of only the FDTD scheme for cell discretization, the grid size should be chosen at most the spacing between the adjacent via transitions.However,as depicted in Fig.4, the hybrid techniques adopting the FEM mesh for the source region exhibit the great talent to segment the whole plane with the coarser FDTD grids.Owing to the sparsity of the FETD matrices in(4)and the much smaller number of unknowns,the computational time needed for each FETD operation can be negligible.The complexity of the hybrid techniques is therefore dominated by the FDTD divisions in the regular region.It is ev-ident that the total simulation time of the2-D FDTD algorithm is,where denotes the number of the division in the whole space[7].The coarser the FDTD grids,the smaller the number of the grids and unknowns.Hence,the present hybrid techniques can preserve high accuracy without sacri?cing the computational ef?ciency.III.N UMERICAL R ESULTSA.Coupled via TransitionConsider the geometry in Fig.1but with the coupled-via structure being2cm away from the center of parallel plates, which is set as the origin of the–plane.The size of the plane is1010cm and the separation between the two metal planes is20mils(0.05cm).The physical dimensions of the coupled traces and via pair are depicted in Fig.6.After extracting the -parameters from the full-wave simulation,their equivalent circuit models of coupled-via structures as sketched in Fig.3 can be thus constructed.In Fig.7,it is found that the differen-tial-mode-parameters of equivalent circuit models are in good agreement with those from the HFSS simulations[14]and the extracted parasitic values of inductive and capacitive lumped-el-ements are also listed in the attached table.The top-layer coupled traces are driven by differential Gaussian pulses with the rise time of100ps and voltage ampli-tude of2V while the traces are terminated with the matchedFig.8.Simulated TDR waveforms on the positive-signaling trace.(a)Late-time response for the signal skew of10ps excluding the multire?ection phe-nomenon of common-mode signal.(b)Late-time response while no signal skew.TABLE IC OMPARISON OF C OMPUTATIONAL C OMPLEXITY B ETWEEN THE T WO M ETHODS(T IME D URATION=2:5ns)(CPU:Intel P43.0GHz,RAM:2GHz)loads at their ends.For simplicity,the transmission-line losses are not considered in the following analyses for the transient responses.By using the same mesh discretization as illustrated in Fig.4,the resultant segmentation for the plane con?nes the ?exible FEM mesh in the vicinity of via transitions and the coarser FDTD division with the size of22mm elsewhere. Employing the perfect magnetic conductors for boundary conditions of the parallel-plate structure,the simulated TDR waveforms with and without the signal skew on the posi-tive-signaling trace are presented in Fig.8.In comparison of hybrid FETD/FDTD techniques and?ner FDTD method with center-to-center via spacing(0.66mm)as the grid size,the simulation results are in good agreement.Note that the voltage ?uctuation before900ps is induced by the incident signal passing through the coupled-via structure while the occurrence of late-time response is accompanied by the parallel-plate resonances.As for the signal skew of10ps,the voltage level of late-time response is found to be greater than that of no signal skew because of the existence of common-mode currents produced by the timing skew of differential signals.Moreover,the simulation time of both methods should be pro-portional to the number of grids multiplied by the total time steps.As the physical time duration is?xed,the decreaseof the FDTD division size would correspond to the increase of the total Fig.9.Parallel plane with three current sources inside.(a)3-D view.(b)Zoom-in view of three sources on the plane in(a).(c).FETD/FDTD mesh discretization.Fig.10.Simulated noise waveforms at the preallocated probe in reference to Fig.9(a).time steps.Consequently,asshown in Table I,it is demonstrated that the computational ef?ciency of the hybrid techniques is in-deed much better than that of the?ner FDTD method.B.Multiple Source TransitionIn addition to a pair of differential-via structure,there can be a group of signaling vias distributed in the various regions of planes.Considering the parallel-plate structure in Fig.9(a), three current sources are distributed around the center(0,0) and a probe is located at(1mm,9mm)to detect the voltage noise induced on the planes.The FEM meshes for the source region and the interface with the FDTD region are shown inFig.11.Parallel-plate structure with two differential pairs of current sources inside in reference to Fig.9(a).(a)Two differential pairs of sources on the plane in Fig.9(a).(b)FETD/FDTD mesh discretization.parison of the simulated noise waveforms between three casesof differential-sources on the plane as in Fig.9(a).Fig.9(c).The current sources are Gaussian pulses with the rise time of100ps and different current amplitudes of0.5,0.25, and0.3A.With the same settings of boundary conditions,the simulated voltage noise waveforms at the preallocated probe re-ferred to Fig.9(a)are presented in Fig.10.It is indicated that the hybrid FETD/FDTD techniques still reservesthe great accuracyin predicting the traveling-wave behavior of plane noise.In the modern digital systems,many high-speed devices employ the multiple differential-traces for the purpose of data transmission.These traces are usually close to each other and may simultaneously penetrate the multilayered planes through via transitions.Hence,it is imperious for engineers to know how to realize the best power integrity by suitably arranging the positions of differential vias.Reconsidering the parallel plates in Fig.9(a),instead,two dif-ferential-current sources around the center and the probe is re-located at(25mm,25mm)as shown in Fig.11along with their corresponding mesh pro?le.After serving for the same Gaussian pulses as input signals,the simulated waveforms at Fig.13.At time of400ps,the overall electric-?eld patterns of three cases of differential-source settings in reference to Fig.12.(a)Case1:one pair of dif-ferential sources.(b)Case2:two pairs of differential sources with the same polarity.(c)Case3:two anti-polarity pairs of differential sources.the probe are presented in Fig.12while three cases of source settings are pared with the noise waveform of one pair of differential sources,the signal allocations of mul-tiple differential-sources diversely in?uencethe induced voltage noise.For the more detailed understanding,Fig.13displays the overall electric-?eld patterns at the time of400ps for three casesFig.14.Speci?cations and measurement settings of test board.(a)Top view.(b)Side view.parisons between the simulated and measured waveforms at both the TDR end and the probe as in Fig.14.(a)The TDR waveforms.(b)The waveforms at the probe.of differential-source settings on the plane.Note that the out-ward-traveling electric?eld of Case3(the differential-sources with antipolarity)is the smallest?uctuation since the appear-ance of two virtual grounds provided by the positive-and-nega-tive polarity alternates the signal allocation.IV.E XPERIMENTAL V ERIFICATIONIn order to verify the accuracy of hybrid techniques,a test board was fabricated and measured by TEK/CSA8000B time-domain re?ectometer.The designed test board comprises the single-ended and differential-via structures,connecting with the corresponding top-and bottom-layer traces.The design speci?-cations and measurement settings of test board are illustrated in Fig.14.To perform the time-domain simulation,the launching voltage sources are drawn out of re?ectometer.As the driving Fig.16.Frequency-domain magnitude of the probing waveforms corre-sponding to Fig.15(b)and the plane resonances.signals pass through the differential vias,the parallel-plate structure is excited,incurring the SSN within the ter, the quiet trace will suffer form this voltage noise through the single-ended via transition.After extracting the equivalent circuit models of coupled-via structures and well dividing the parallel plates,the SI/PI co-analysis for test board can be achieved.Simulation results are compared with the measure-ment data as shown in Fig.15accordingly.As observed in Fig.15(a),the differential signals have the in-ternal skew of about30ps and the bulgy noise arising at about 500ps is due to the series-wound connector usedin the measure-ment.The capacitive effect of via discontinuities is occurred at about900ps,while the deviations between the simulation and measurement are attributed to the excessive high-frequency loss of input signals.For the zoom-in view of probing waveforms as in Fig.15(b),it is displayed that the comparison is still in good agreement except for the lossy effect not included in the time-domain simulation.Applying the fast Fourier transform, the frequency-domain magnitude of probing waveforms is ob-tained in Fig.16.In addition to the similar trend of time-domain simulation and measurement results,the peak frequencies cor-respond to the parallel-plate resonances of test board exactly. Hence,the exactitude of the proposed hybrid techniques can be veri?ed.V.C ONCLUSIONA hybrid time-domain technique has been introduced and applied successfully to perform the SI/PI co-analysis for the differential-via transitions in the multilayer PCBs.The signalpropagation on the differential traces is characterized by the known telegrapher’s equations and the parallel-plate structure is discretized by the combined FETD/FDTD mesh schemes.The coarser FDTD segmentation for most of regular regions inter-faces with an unconditionally stable FETD mesh for the local region having the differential-via transitions inside.In use of hybrid techniques,the computational time and memory requirement are therefore far less than those of a traditional FDTD space with the?ner mesh resolution but preserve the same degrees of numerical accuracy throughout the simulation.In face of the assemblages of multiple signal transitions in the speci?c areas,the hybrid techniques still can be adopted by slightly modifying the mesh pro?les in the local FETD re-gions.Furthermore,the numerical results demonstrate that the best signal allocation for PI consideration is positive-and-nega-tive alternate.Once the boundary conditions between the FETD and FDTD regions are well de?ned,it is expected that the hy-brid techniques have a great ability to deal with the more real-istic problems of high-speed interconnect designs concerned in the signal traces touted through the multilayer structures.R EFERENCES[1]K.S.Yee,“Numerical solution of initial boundary value problemsinvolving Maxwell’s equations in isotropic media,”IEEE Trans.Antennas Propag.,vol.AP-14,no.3,pp.302–307,May1966.[2]K.S.Kunz and R.J.Luebbers,The Finite Difference Time DomainMethod for Electromagnetics.Boca Raton,FL:CRC,1993,ch.2,3.[3]S.V.Georgakopoulos,R.A.Renaut,C.A.Balanis,and C.R.Birtcher,“A hybrid fourth-order FDTD utilizing a second-order FDTD subgrid,”IEEE Microw.Wireless Compon.Lett.,vol.11,no.11,pp.462–464,Nov.2001.[4]M. F.Hadi and M.Piket-May,“A modi?ed FDTD(2,4)scheme formodeling electrically large structures with high-phase accuracy,”IEEETrans.Antennas Propag.,vol.45,no.2,pp.254–264,Feb.1997.[5] A.R.Bretones,R.Mittra,and R.G.Martin,“A hybrid technique com-bining the method of moments in the time domain and FDTD,”IEEEMicrow.Guided Wave Lett.,vol.8,no.8,pp.281–283,Aug.1998.[6] A.Monorchio, A.R.Bretones,R.Mittra,G.Manara,and R.G.Martin,“A hybrid time-domain technique that combines the?nite element,?-nite difference and method of moment techniques to solve complexelectromagnetic problems,”IEEE Trans.Antennas Propag.,vol.52,no.10,pp.2666–2674,Oct.2004.[7]R.-B.Wu and T.Itoh,“Hybrid?nite-difference time-domain modelingof curved surfaces using tetrahedral edge elements,”IEEE Trans.An-tennas Propag.,vol.45,no.8,pp.1302–1309,Aug.1997.[8] D.Koh,H.-B.Lee,and T.Itoh,“A hybrid full-wave analysis of via-hole grounds using?nite-difference and?nite-element time-domainmethods,”IEEE Trans.Microw.Theory Tech.,vol.45,no.12,pt.2,pp.2217–2223,Dec.1997.[9]S.Chun,J.Choi,S.Dalmia,W.Kim,and M.Swaminathan,“Capturingvia effects in simultaneous switching noise simulation,”in Proc.IEEEpat.,Aug.2001,vol.2,pp.1221–1226.[10]J.-N.Hwang and T.-L.Wu,“Coupling of the ground bounce noise tothe signal trace with via transition in partitioned power bus of PCB,”in Proc.IEEE pat.,Aug.2002,vol.2,pp.733–736.[11]J.Park,H.Kim,J.S.Pak,Y.Jeong,S.Baek,J.Kim,J.J.Lee,andJ.J.Lee,“Noise coupling to signal trace and via from power/groundsimultaneous switching noise in high speed double data rates memorymodule,”in Proc.IEEE pat.,Aug.2004,vol.2,pp.592–597.[12]S.-M.Lin and R.-B.Wu,“Composite effects of re?ections and groundbounce for signal vias in multi-layer environment,”in Proc.IEEE Mi-crowave Conf.APMC,Dec.2001,vol.3,pp.1127–1130.[13]“Simulation Package for Electrical Evaluation and Design(SpeedXP)”Sigrity Inc.,Santa Clara,CA[Online].Available:[14]“High Frequency Structure Simulator”ver.9.1,Ansoft Co.,Pittsburgh,PA[Online].Available:[15]J.Jin,The Finite Element Method in Electromagnetics.New York:Wiley,1993,ch.12.[16]N.M.Newmark,“A method of computation for structural dynamics,”J.Eng.Mech.Div.,ASCE,vol.85,pp.67–94,Jul.1959.Wei-Da Guo was born in Taoyuan,Taiwan,R.O.C.,on September25,1981.He received the B.S.degreein communication engineering from Chiao-TungUniversity,Hsinchu,Taiwan,R.O.C.,in2003,andis currently working toward the Ph.D.degree incommunication engineering at National TaiwanUniversity,Taipei,Taiwan,R.O.C.His research topics include computational electro-magnetics,SI/PI issues in the design of high-speeddigital systems.Guang-Hwa Shiue was born in Tainan,Taiwan,R.O.C.,in1969.He received the B.S.and M.S.de-grees in electrical engineering from National TaiwanUniversity of Science and Technology,Taipei,Taiwan,R.O.C.,in1995and1997,respectively,and the Ph.D.degree in communication engineeringfrom National Taiwan University,Taipei,in2006.He is a Teacher in the Electronics Depart-ment of Jin-Wen Institute of Technology,Taipei,Taiwan.His areas of interest include numericaltechniques in electromagnetics,microwave planar circuits,signal/power integrity(SI/PI)and electromagnetic interference (EMI)for high-speed digital systems,and electrical characterization of system-in-package.Chien-Min Lin(M’92)received the B.S.degreein physics from National Tsing Hua University,Hsinchu,Taiwan,R.O.C.,the M.S.degree in elec-trical engineering from National Taiwan University,Taipei,Taiwan,R.O.C.,and the Ph.D.degree inelectrical engineering from the University of Wash-ington,Seattle.He was with IBM,where he worked on the xSeriesserver development and Intel,where he worked onadvanced platform design.In January2004,he joinedTaiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd.,Taiwan,as a Technical Manager in packaging design and assembly vali-dation.He has been working on computational electromagnetics for the designs of microwave device and rough surface scattering,signal integrity analysis for high-speed interconnect,and electrical characterization of system-in-package.Ruey-Beei Wu(M’91–SM’97)received the B.S.E.E.and Ph.D.degrees from National Taiwan Univer-sity,Taipei,Taiwan,R.O.C.,in1979and1985,respectively.In1982,he joined the faculty of the Departmentof Electrical Engineering,National Taiwan Univer-sity,where he is currently a Professor and the De-partment Chair.He is also with the Graduate Instituteof Communications Engineering established in1997.From March1986to February1987,he was a Vis-iting Scholar at the IBM East Fishkill Facility,NY. From August1994to July1995,he was with the Electrical Engineering Depart-ment,University of California at Los Angeles.He was also appointed Director of the National Center for High-Performance Computing(1998–2000)and has served as Director of Planning and Evaluation Division since November2002, both under the National Science Council.His areas of interest include computa-tional electromagnetics,microwave and millimeter-wave planar circuits,trans-mission line and waveguide discontinuities,and interconnection modeling for computer packaging.。

信号完整性与电源完整性的仿真分析与设计.doc

信号完整性与电源完整性的仿真分析与设计信号完整性是指信号在通过一定距离的传输路径后在特定接收端口相对指定发送端口信号的还原程度。

在讨论信号完整性设计的性能时，如果指定不同的收发参考端口，就要用不同的指标来描述信号还原程度。

通常情况下指定的收发参考端口是发送芯片输出处及接收芯片输入处的波形可测点，此时，主要使用上升/下降及保持时间等指标来描述信号还原程度。

当指定的参考收发端口是信道编码器输入端及解码器输出端时，就要用误码率来描述信号还原程度。

电源完整性是指系统供电电源在经过一定的传输网络后在指定器件端口相对该器件对工作电源要求的符合程度。

同样，对于同一系统中的同一个器件，如果指定的端口不同，那么对正常工作的电源要求也不同。

通常情况下指定的器件参考端口是芯片电源及地连接引脚处的可测点，此时该芯片的手册中应给出该端口处的相应指标，常用的有纹波大小或电压最大偏离范围。

一个典型背板信号传输的系统示意图如图1所示。

本文中系统一词包含信号传输所需的所有相关硬件及软件，包括芯片、封装与PCB板的物理结构，电源及电源传输网络，所有相关电路实现以及信号通信所需的协议等。

在设计时，需要硬件提供可制作的支撑及电信号有源/无源互联结构；需要软件提供信号传递的传输协议以及数据内容。

但是，由于这些支撑与互联结构会对电信号的传输呈现出一定的频率选择性衰减，因此，会对信号及电源的完整性产生影响。

同时，在相同的传输环境下，不同传输协议及不同数据内容的表达方式具有不同的适应能力，因此，需要进一步根据实际的传输环境来选择或优化可行的传输协议及数据内容表达方式。

图1 背板信号传输的系统示意图版图完整性问题、分析与设计上述背板系统中的硬件支撑及无源互联结构基本上都在一种层叠平板结构上实现。

这种层叠平板结构可以由3类元素组成：正片结构、负片结构及通孔。

正片结构有时也被称为信号层，该层上的走线大多为不同逻辑连接的信号线或离散的电源线，在制版光刻中所有的走线都会以相同图形的方式出现；负片结构有时也被称为平面层(细分为电源平面层和地平面层)，该层上基本是相同逻辑的一个或少数几个连接(通常是电源连接或地连接)，用大面积敷铜的方式实现，在光刻工艺中用相反图形来表示；通孔用来进行不同层之间的物理连接。

信号完整性分析

信号完整性分析我们在滤除较为低频的噪声的时候，就应当选择电容值比较高的电容，想滤去频率较高的噪声，比如我们前面所说的EMI，则应该选择数值比较小的电容。

所以，在实际中，我们通常放置一个1uf到10uf左右的去耦电容在每个电源输出管脚处，来抑制低频成分，而选取0.01uf到0.1uf左右的去耦电容来滤除高频部分。

何为高速电路“高速电路”已经成为当今电子工程师们经常提及的一个名词，但究竟什么是高速电路?这的确是一个“熟悉”而又“模糊”的概念。

而事实上，业界对高速电路并没有一个统一的定义，通常对高速电路的界定有以下多种看法：有人认为，如果数字逻辑电路的频率达到或者超过45MHZ-50MHZ，而且工作在这个频率之上的电路已经占到了整个电子系统一定的份量(比如说1/3)，就称为高速电路；也有人认为高速电路和频率并没有什么大的联系，是否高速电路只取决于它们的上升时间；还有人认为高速电路就是我们早些年没有接触过，或者说能产生并且考虑到趋肤效应的电路；更多的人则对高速进行了量化的定义，即当电路中的数字信号在传输线上的延迟大于1/2上升时间时，就叫做高速电路，本文也沿用这个定义作为考虑高速问题的标准。

此外，还有一个容易产生混淆的是“高频电路”的概念，“高频”和“高速”有什么区别呢?对于高频，很多人的理解就是较高的信号频率，虽然不能说这种看法有误，但对于高速电子设计工程师来说，理解应当更为深刻，我们除了关心信号的固有频率，还应当考虑信号发射时同时伴随产生的高阶谐波的影响，一般我们使用下面这个公式来做定义信号的发射带宽，有时也称为EMI发射带宽：F=1／(Tr*π)，F是频率(GHz)；Tr(纳秒)指信号的上升时间或下降时间。

通常当F>100MHz的时候，就可以称为高频电路。

所以，在数字电路中，是否是高频电路，并不在于信号频率的高低，而主要是取决于上升沿和下降沿。

根据这个公式可以推算，当上升时间小于3.185ns左右的时候，我们认为是高频电路。

信号完整性分析培训课件

具体来说，是指信号在电路中以正确的时序和电压做出响应能力。
当电路中的信号能够以正确的时序、持续的时间和电压的幅度进行传送，并到达输出端时，说明该电路具有良好的信号完整性；而当信号不能正常响应，就出现了信号完整性问题。
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信号完整性分析概念
一个数字系统能否正确工作，其关键在于信号定时是否准确。
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信号完整性分析规则设置
1、激励信号规则(Signal Stimulus)规则
设置激励信号的种类，包括3种选项：“Constant Level”表示激励信号为某个常数电平；“Single Pulse”表示激励信号为单脉冲信号； “Periodic Pulse”表示激励信号为周期性脉冲信号
设置激励信号高电平脉宽的起始时间
信号定时与信号在传输线上的传输延迟，以及信号波形的损坏程度都有密切关系。
差的信号完整性不是由某一单一因素导致的，而是由板极设计中的多种因素共同引起的。
仿真证实，集成电路的切换速度过高，端接元件的布设不正确，电路的互连不合理等，都会引发信号完整性问题。
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பைடு நூலகம்
常见的信号完整性问题
Protel 99SE提供了一个高级的信号完整性分析器。它能精确地模拟分析已步好线的PCB，可以测试网络阻抗、下冲、过冲和信号斜率。
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信号完整性分析器
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信号完整性分析规则设置
5、信号下冲的上升沿(Undershoot-Rising Edge)规则：信号下冲的上升沿与信号下冲的下降沿是相对应的。它定义了信号上升边沿允许的最大下冲值，也即信号上升沿上低于信号上位置的阻尼振荡，系统默认单位是伏特。
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信号完整性分析规则设置

电源完整性基础讲解

电源完整性基础讲解1.从信号完整性角度分析电源将SI以大类来看，其SI&PI&EMI三者的关系：2.电源完整性系统框图3.电源分配网络PDN讲解：电源完整性（PI）更关注于电源路径及终端，也就是电源分配网络（PDN）。

从源端稳压模块（VRM）经过路径（单层直达或过孔转换的几个层面），到达终端，最终流向使用芯片或经过线缆到使用设备。

电源路径与信号路径是有区别的，电源分配网络中一个电源路径可以在一个节点分成多个路径，或者说转换成多个电源，终端挂多个元器件，可以理解为一对多。

而信号路径只能一对一。

既然电源分配网络是为终端设备提供所需电源，那就是有要求，就需要对电源分配网络管控。

如信号路径，除了保证返回电流，还要尽量保证返回路径的低阻抗。

由于是一对多的情况，这样的管控，才能保证返回电流不相互重叠，不会发生地弹，即尽量避免开关噪声（SSN）。

基本要求是，保证供电电压稳定，至少能够维持在一个很小的容差范围内，通常在+/-5%以内。

电源的测试中有纹波测试，这个纹波测试标准就是+/-5%。

讲到返回电流，这里就要分为直流部分和交流部分。

直流部分：终端设备需要稳定的电压输出，电源分配网络互连之间串联电阻的存在，直流部分通过，就会产生压降，通常称为IR 压降。

当电流发生波动时，压降也会随之波动，从而影响终端设备的识别。

之前的USB设备好像最低电压值4.75 V。

交流部分：当交流电流通过电源路径时，电源分配网络上也将产生电压降，这个压降会随着频率发生变化：电源路径的不同（层数&Shape宽度等），造成的压降变化是不同的，输出稳定电压到终端的难度很大，我们所要做的只是保证电压的变化在一定的范围之内，也就是所谓的噪声容差。

上式就可能转换为目标阻抗：既然保证不了路径上电压的稳定，那么电源分配网络的电流在波动的情况下，就需要保持电源分配网络阻抗低于目标阻抗。

需要注意的是，即使同一个电源芯片或模块，针对不同的产品，也会给出不同的标准。

电源完整性分析与设计

电力电子 ● ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
电源完整性分析与设计
文／沙卓恒
上的电阻值尽量的小。理想状态下可以假设传本文将通过对电源完整性简单介绍和分析来使得在产品的设计过程中能降低设计的复杂度、并更快，更好的完成产品。
作者单位
江苏国光信息产业股份有限公司江苏省常州
市２１３０００
量保证源端输出的电压到接收端的电压能保持
一
与感抗正好抵消，此时的阻抗为最小。所以设
计时尽量选用和工作频率相近的电容。因此在
致性。为此需要让驱动端到接收端的传输线
２３２・电子技术与软件工程
ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ＆ＳｏｆｔｗａｒｅＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ
３电源完整性的设计目标与分析
电源完整性需要解决的最大问题就是尽
电感，寄生电阻串联而成元件。串联的ＲＬＣ
是存在电容白谐振频率ｆｏ。其中ｆｏ的左边称为
容性，右边称为感性，发生谐振时电容的容抗
输线的阻抗为零，那么该传输线上的任一点的
对去耦电容进行选择的时候需要充分利用其容
性的特性。也可以根据实际设计需求进行多电
电压都相等，即驱动端到接收端的电压为一定值。然而实际传输线的阻抗是不为零的，传输线或者传输平面都存在一定的损耗，因此供端电压到接收端的电压并不是恒定值。

信号完整性与电源完整性的详细分析

信号完整性与电源完整性的详细分析最近在论坛里看到一则关于电源完整性的提问，网友质疑大家普遍对信号完整性很重视，但对于电源完整性的重视好像不够，主要是因为，对于低频应用，开关电源的设计更多靠的是经验，或者功能级仿真来辅助即可，电源完整性分析好像帮不上大忙，而对于50M -100M以内的中低频应用，开关电源中电容的设计，经验法则在大多数情况下也是够用的，甚至一些芯片公司提供的Excel表格型工具也能搞定这个频段的问题，而对于100M以上的应用，基本就是IC的事情了，和板级没太大关系了，所以电源完整性仿真，除非能做到芯片到芯片的解决方案，加上封装以及芯片的模型，纯粹做板级的仿真意义不大，真是这样吗？其实电源完整性可做的事情还很多，下面就来了解了解吧。

信号完整性与电源完整性分析信号完整性(SI)和电源完整性(PI)是两种不同但领域相关的分析，涉及数字电路正确操作。

在信号完整性中，重点是确保传输的1在接收器中看起来就像1(对0同样如此)。

在电源完整性中，重点是确保为驱动器和接收器提供足够的电流以发送和接收1和0。

因此，电源完整性可能会被认为是信号完整性的一个组成部分。

实际上，它们都是关于数字电路正确模拟操作的分析。

分析的必要性如果计算资源是无限的，这些不同类型的分析可能不存在。

整个电路将会被分析一次，而电路某一部分中的问题将会被识别并消除。

但除了受实际上可仿真哪些事物的现实束缚之外，具有不同领域分析的优点在于，可成组解决特定问题，而无需归类为“可能出错的任何事物”。

在信号完整性中，例如，重点是从发射器到接收器的链路。

可仅为发射器和接收器以及中间的一切事物创建模型。

这使得仿真信号完整性变得相当简单。

另一方面，要仿真电源完整性可能有点困难，因为“边界”有点不太明确，且实际上对信号完整性领域中的项目具有一定的依赖性。

在信号完整性中，目标是消除关于信号质量、串扰和定时的问题。

所有这些类型的分析都。

信号完整性分析讲稿1.1讲

信号完整性分析方法
第1章信号完整性分析概论
1.1 信号完整性的含义 1.2 单一网络的信号质量 1.3 串扰 1.4 轨道塌陷噪声 1.5 电磁干扰(EMI) 1.6 信号完整性的两个推论 1.7 电子产品的趋势 1.8 新设计方法学的必要性
1.9 一种新的产品设计方法学 1.10 仿真 1.11 模型与建模 1.12 通过计算创建电路模型 1.13 三种测量技术 1.14 测量的作用 1.15 小结
更严重。 2. 解决信号完整性的有效办法很大程度上基
于对互连线阻抗的理解。
1.7 电子产品的趋势大约每2年时钟频率就能提高一倍(图1.13). Intel处理器时钟频率发展趋势(图1.14).
10-90上升边 20-80上升边在高速数字系统中，分配的上升边大约为时
钟周期的10%
第1章信号完整性分析概论
所有与信号完整性噪声问题有关的效应都应与下面四类特定噪声源中的一个: 1.单一网络的信号完整性; 2.两个或多个网络间的串扰; 3.电源和地分配中的轨道塌陷(旁路和去耦); 4.来自整个系统的电磁干扰和辐射.
第1章信号完整性分析概论
• 1.2 单一网络的信号质量: 在信号路径或返回路径上由于阻抗突变而引起的反射与失真.
1.8 新设计方法学的必要性信号完整性问题可以阻碍高速数字产品的正确操作；这些问题由较短的上升边和较高的时钟频率直接引
起；上升边将不可避免地继续变短，时钟频率将继续提
高；低速系统也会有上升边非常短的芯片；产品必须首件成功。
1.9 一种新的产品设计方法学理解信号完整性问题转换成具体的设计规则早期就进行仿真，以便预测产品的性能通过建模和仿真来优化设计性能在整个设计周期中进行特征参数化测量

信号完整性教材

集成电路发展对工程师的挑战
如何正确处理高速信号在互连时引起的时序问题、串扰问题、传输线效应问题以及电源、地系统的干扰问题成为一个设计能否成功的关键因素。
导致信号不完整的主要因素
• 信号的传输线效应 • 电源、地系统干扰 • 传输线之间信号串扰
设计工程师面临的挑战
随着芯片集成度越来越高，芯片厂家提供的方案越来越完整，他们不但提供产品设计方案，甚至提供完整的原理图、Bom清单及PCB图，产品的系统设计似乎越来越容易，对系统工程师的要求似乎也越来越低。
何时采用传输线理论分析
当信号线长度与信号波长相当时（通常可以设定为1/10波长），需要把信号线为传输线考虑。
PCB板上的传输线有下面的关系：
V ≈ 6inch / ns = f × λ
对于PCB板上的传输线，如果频率达到 1GHz，则1/10波长只有0.6inch。当传输线达到0.6inch时，就需作为传输线考虑了。
随着集成电路发展，信号频率提高，印刷电路板的信号互连已经不能作为理想的导体处理，对信号电气性能的影响也越发重要。这时，信号的传输线效应问题就不得不考虑。
随着集成电路规模越来越大，封装越来越小，电路板的布局布线密度也越来越大，信号之间的串扰问题也必须在考虑之列。
集成电路的发展也导致IC使用的工作电压越来越低，工作电平也越来越低，电源、地对系统的干扰也需要仔细考虑。
5）源端的阶跃电压在源端RD接收到的电压波幅值
依次为：0.67、1.03、0.93、0.95V，在终端接收
到的电压为：1.21、0.88、0.97、0.95V，即出现
所谓“振铃”的现象。信号在传输线上经过多次来
回反射后，最终达到稳定状态。
信号在传输线上经过多次来回反射后，最

第9章-信号完整性分析

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9.4.1 信号完整性规则设置
•在PCB编辑环境下进行信号完整性规则的设置在PCB编辑环境下，执行菜单命令【设计】／【规则】，弹出【PCB规则和约束编辑器】对话框，并从该对话框中打开【Signal Intergity】选项，如图9-13所示。在该【 Signal Intergity】选项中用户可以选择设置信号完整分析所需要的规则。
图9-13 【PCB规则和约束编辑器】对话框
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为了更好地进行信号完整性分析，设计者在电路板系统设计过程中，应当特别注意以下几点： 1. 将对噪声敏感的元器件进行物理隔离； 2. 尽量使线路阻抗匹配以及对信号进行反射控制； 3. 采用独立的电源及地电平层； 4. PCB布线避免走直角； 5. 同一组信号线尽量保持在走线上等长； 6. 在高速电路设计中，相邻的两条信号线的间距应符合 3W规则，即间距为信号线宽度W的三倍； 7. 选择容值足够大、阻抗低的旁路电容，对电源进行退耦处理； 8. 将PCB板中的元器件进行合理布局。
9.3 添加信号完整性模型
Protel DXP提供了两种添加信号完整性模型的方法：通过【Model Assignments】（模型配置）对话框进行添加，该方法是向设计中添加信号完整性模型最简单的方法；手动方式进行添加，该方法利用【元件属性】对话框来完成信号完整性模型的添加。【实例9-1】利用【Model Assignments】（模型配置）对话框添加信号完整性模型。
传输时间过长传输线距离过长，替换或重新布线，使用阻抗匹配的没有开关动作检查串行端接驱动源，变更布线策略