谐波混频的优缺点对比

常用的混频器结构主要有两种：（１）基波混频，本振信号频率等于射频信号频率，一般用于射频载波信号频率较低的情况；（2）分谐波混频，射频信号的频率是本振信号的偶数倍，一般用于射频载波信号频率较高的情况（常用于X 波段及其以上频段混频器设计）。

我们的设计目标是L波段零中频直接变频混频器。拟采用的两种方案如下：

（一）基波混频

若是采用基波混频方案，即采用本振输出的基波信号直接与射频信号进行混频。其优势在于：（1）射频信号载波频率较低，用于产生本振信号的VCO及锁相环、鉴相器的实现设计难度较低；（2）从已有的公司产品和公开发表的文献可知，该方案技术发展比较成熟，可参考的设计拓扑结构多。

在零中频接收结构中，基波混频存在一些缺点：（1）本振泄漏；（2）直流偏移；（3）若是采用平衡混频结构，对带内杂波抑制不好，其输出高次杂波可能正好处在输出频率的边带上而无法通过输出滤波器滤掉，这会对接收机的性能产生较大的影响。

为了克服由于本振泄露引起的直流偏移对接收机性能的影响，直接变频接收的本振方案往往采用二分频或二倍频结构实现本振与射频的偏差，从而消除直流偏移产生的途径。这种方案框图如下图1所示。

（二）分谐波混频

分谐波混频法主要是利用本振的n（2，4，6。。。）次谐波来跟RF信号混频，然后通过输出滤波器选出所需的信号。因此，这种混频方法的主要优点是：（1）可以降低本振频率至所需频率的1/2，1/4等，本振的调谐范围窄，简化了本振的设计难度。

（2）这种混频方法产生的高阶混频产物少，电平低，这对混频器的输出些杂波的抑制有好处。

（3）采用谐波混频法，将本振频率降低一半，甚至更低，则可通过提高杂波阶数，降低其幅度，从而有效抑制了带内杂波。

（4）一般低频谐波混频器本振信号频率选为射频信号频率的一半，混频器使用本振信号的二次谐波与输入射频信号进行混频。由本振泄漏引起的自混频将

产生一个与本振信号同频率的交流信号，但不产生直流分量，从而有效地抑制了直流偏差。

但是分谐波混频也有其不足之处：

（1）一般分谐波混频需要的本振信号是4路或8路等相位间隔的同频率信号，其频率是射频载波信号的一半。为了产生这些不同相位的本振信号，需要设计结构复杂的相位滤波器，增加了设计难度（见图1，2，3）；

（2）相位滤波器的元件一般是无源器件，相位越多，器件数目也越多，功耗会极大地增加，这有悖于低功耗设计原则。

图1四相位分谐波混频器结构

图2 八相位差分分谐波混频器结构

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图3 八相位差分谐波混频相位滤波器

在使用基波混频时，本振产生射频载波信号频率两倍的本振信号，然后经过二分频产生与射频载波信号频率相同的本振信号，然后经过正交化，分别输入1，2信号链路的I,Q 支路的混频器进行信号解调。

在使用分谐波混频时，VCO 产生的本振信号频率是射频载波信号频率的一半。本振信号通过相位滤波器后，分成90º等间隔相位差的四路信号（见图4）。混频器采用双平衡Gilbert 结构（见图5），四路本振信号按相位0º，90º，180º，270º分别输入图1中的四个端口LO V ，LO V ，90LO V ∠，180LO V ∠,其中0º和 180º支路经过叠加，可达到倍频效果，即叠加信号频率等于射频载波信号；同理90º和270º亦如此，不过两路叠加输出信号相位相反（见图6）。将倍频后的两路本振信号与射频信号混频，再通过低通滤波器，可得所需的基带信号。

图4 四相位本振产生原理图

图5 简化的双平衡Gilbert混频器单元结构

图6 四路本振信号的变化

采用基波混频实现北斗二号直接变频接收的方案框图如图7所示，采用谐波混频实现北斗二号直接变频接收的方案框图如图8所示。

图7 采用基波混频的北斗二号零中频接收射频前端方案

图8采用分谐波混频的北斗二号零中频接收射频前端方案

参考文献

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