两种双管反激型变换器的研究和比较

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双管双变压器正-反激组合变换器研究

关键词：换器；压器；匝比变变
中图分类号：Ｍ６Ｔ４文献标识码：Ａ文章编号：００１０２０）ｌ０２ — ３１０ — ０Ｘ（０７ｌ一０６０
ＡｎｌｓｓｏｒｒｆｙｃｎｖｒｅｍｐｏｎｇＴｗｏＳｗｉｃｅａｙｉｆａＦｏｗａｄ－ｂａｋＣｏｅｔｒｅｌｌｙｉｔｈｓａｎｄＴｗｏＴｒｎｆｒｅＦｅｇ
（ｉｄｚｅｅａｃＩｓｔｔ，ｎｄｚｅ３０１ＣｉａＪｇｅｈｎＣｒｍｉｎｔｕｅｆｇｅｈｎ３３０，ｈｎ）ｎ；ｌ
ＡｂｔａｔＡｏｅｒａｄｆｂｃｏｖ￣ｒｅｌｙｎｗｒｎｆｒｒｎｗｏｓｔｈｓｉｒｓｎｅ．ｈｓｆｔｏｓｒｃ：ｎｖｌｏｗｒ — ｙａｋｅｎｅｅｍｐｏｉｇｔｏｔａｓｍｅｓａｄｔｗｉｅｓｐｅｅｔｄＴｅｕｅｏｆｌｏｃｗ
维普资讯
第４１卷第１１期２００７年１１月
电力电子技术
ＰｏｒＥｌｃｒｎｃｗｅｅｔｏｉｓ
Ｖｏ．１４１．Ｎｏ１．ｌ
Ｎｏｅｅ，０７ｖｍｂｒ２０
双管双变压器正－反激组合变换器研究
李晓高，洪峰
３３０）３０１（德镇陶瓷学院，西景德镇景江
摘要：出了一种双管双变压器结构的正反激组合变换器，提并分最大占空比限制、输出电流波形、出特性、输对正反激变压器传输功率分配的影响、正反激变压器功率分配与匝数比的关系５个方面对两变压器匝比相等和不等的情况进行了分析比较，出匝比不等时虽然电流纹波大些，指但可通过改变匝比灵活分配两变压器的功率．高效提率，改善性能。实验结果验证了理论分析的正确性。

南航硕士论文-双管反激

电流临界连续模式
图 2-2 电感 L1 和 L2 的电流波形
2.1.1 电流断续模式
电流断续工作模式表示副边电感电流 iL 2 在开关 S 关断期间已下降到零，电感电流波形如 2-2(b)所示。在一个开关周期内，原边电感电流的表达式如下：
i L1 = U in ⋅ t L1 ; t ∈ [0, DTs ] ; t ∈ [DTs , Ts ] iL1 = 0
T
D3 N2 Cf RL
+
S1 C1 S2
D1
+
Llk N1
D3 N2 Cf RL U in C1
N1
D1
Uin
C2
D2
Llk
−
D2
S
−
L
图 1-3
双晶体管、双二极管箝位电路
图 1-4
LCD 箝位电路
1.1.3 LCD 箝位电路
如图 1-4 所示该箝位电路有两只箝位二极管 D1 、 D2 ，一个箝位电感 L 和一个箝位电容 C 2 组成，由于箝位电路中不存在电阻，因此该电路是无损的。该电路的优点是：变压器漏感能量无损地回馈到电网中去。该电路的缺点是：高频时箝位元件在谐振时峰值电流较大，这个电流流过功率开关管 S，增加了其电流定额和通态损耗。同时，开关管是硬开通，存在开通损耗，一般使用于开关频率低于几十 kHz 场合，以保证高变换效率。
iL1
I vc iL 2 iL1
iL1
+
N1 : N2
L 1 L2
D
C
iL2
io
R Uo
S
−
图 2-1 反激变换器电路拓扑
iL1
I pc
iL 2

双管反激变换器电路解说

双管反激变换器電路解說
1、电路拓扑图
2、电路原理
其变压器T1起隔离和传递储存能量的作用，即在开关管Q1、Q2开通时Np储存能量，开关管Q1、Q2关断时Np向Ns释放能量，同时Np的漏感将通过D2、D3返回给输入，可省去RCD漏感尖峰吸收电路。

在输出端要加由电感器Lo和两Co电容组成一个低通滤波器。

输出回路需有一个整流二极管D1（最好使用恢复时间快的整流管）。

3、工作特点
a、在任何工作条件下，为使两个调整管所承受的电压不会超过Vs+Vd (Vs：输入电压；Vd:D2、D3的正向压降，)，D2、D3必须是快恢复管（当然用超快恢复管更好）。

b、在反激开始时，储存在原边Np的漏电感的能量会经D2、D3反馈回输入，系统能量损失会小，效率高。

c、在与单端反激变换器相比，无需RCD吸收电路；功率器件可选择较低的耐压值；功率等级也会很大。

d、在轻载时，如果在“开通”周期储存在变压器的原边绕组显得过多的能量，那么在“关断”周期会将过多的能量能量反馈到输入。

e、两个调整管工作状态一致，我没有调试过这样电路，根据调试过的半桥和双管正激的电路经验，下管的波形会优于上管的波形，在调试过程中只要观察下管波形即可（具体可到“调试经验”中详见）。

我个人建议在大功率等级电源中不可选用此种电路。

4、变压器计算
设计方法据参考书籍，与单端反激变换器变换器相同。

但变压器漏电感必须小，可以减小D2、D3上的能量损耗，同时增加电源的效率。

基于NCP1207与UC3844的双管反激变换器比较

究方向为电力电子与电力传动、航空电源。
20
带滞后的输入和带滞后的参考欠压锁定、逐周电流限制、单个脉冲测量锁存，以及每隔一个振荡周期将输出消隐的触发器，允许将输出静区定为 50%~70%。
基于 UC3844 的双管反激变换器的工作原理[1] 是：反馈电压和 2.5 V 基准电压之差，经误差放大器 E/A 放大后作为门限电压，与反馈电流经采样后的电压一起送入电流感应比较器。当电流取样电压超过门限电压后，比较器输出高电平触发 RS 触发器，然后经或非门输出低电平，关断功率管，并保持这种状态直至振荡器（OSC）输出脉冲到达触发器和或非门为止。这段时间的长短由 OSC 输出脉冲宽度决定，PWM 信号的上升沿由 OSC 决定，下降沿由功率开关管和输出电压决定。基于 UC3844 的双管反激电路如图 1 所示。
[2] 李秦，王国礼，张晓东．零电压过渡反激式 DC/DC 变换器 [J]．电力电子技术，2000，34（4）：16-18．
双管反激电路高出 2%~3%。图 6 示出在 290 V 直流 [1] 张兰红，陈道炼，尹春．电流控制型反激变换器分析与
输入，轻载 2 A 和满载 10 A 输出下，MOSFET 的漏源
研究 [J]．电力电子技术，2001，35（3）：11-13．
电压 uds 和驱动电压 ugs 实验波形。
开关管漏极电容 Ctot 包含了开关管结电容、初级寄生电容以及为了控制谐振频率而外接的电容。
信号的关断，由磁复位检测到的工作状态来决定开
启。首先，它通过磁复位检测确保电源工作在准谐振
状态，这样可使主功率管 MOSFET 工作于零电压开

宽输入多路输出双管反激变换器的分析与制作

摘要本文对dc-dc变换器进行了分析、比较，结合高压、宽输入，小功率和多路输出的设计要求，并做了双管反激变换器的saber仿真分析及样机的制作。

【关键词】双管反激变换器 saber仿真1 前言世界对能源、环保问题的重视，人们对绿色能源的期望越来越高，从而促进了可再生能源，尤其是太阳能及风能的开发利用。

在太阳能光伏发电系统中，光伏电池的特性随照射光的强度变化幅度比较大，所以系统逆变器的控制电源应具备大范围直流电压变化情况下的稳定工作能力，即应该有一个相当宽的工作电压范围，这样在太阳光线很弱的情况下仍能保证逆变器控制系统的正常工作。

2 线性稳压电源和开关稳压电源是现有的电源两种主要类型概述开关电源是一种新型、高效的直流电源，因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代了传统的线性稳压电源。

在本课题中多路输出开关电源需要在一个相当宽的工作电压范围内稳定输出，要保证开关电源能够在这么宽的输入电压范围内正常工作，如果用常规方法设计，首先要保证在最低电压时主功率管工作在最大的占空比，当电压上升到最高电压时，主功率管的占空比很小了，这样肯定会丢脉冲，系统会工作不稳定。

为此本课题针对宽输入多路输出的关键问题讲进行研究。

隔离型dc-dc 变换器包括反激、正激、推挽、半桥以及全桥等。

这类变压器适用于升降压范围宽，输入输出间需要电气隔离的场合。

下面将结合电路要求，简要介绍这几种变换器的优缺点。

2.1 单端反激变换器单端反激电路结构简单，成本低，易于多路输出。

反激变换器相当于隔离的buck-boost 变换器，其中隔离变压器是个多绕组耦合电感，具有储能、变压和隔离的作用。

变压器储能限制了变换器的输出功率，因此只适合于小功率应用场合。

且变压器单向激磁，利用率低。

2.2 单端正激变换器电路形式与反激式变换器相似，只是变压器的接法和作用不同。

优点同样是是电路结构简单。

但其变压器铁芯磁复位必须采取磁复位电路来实现，除有源箝位等少数几种磁复位方式外，其它多种复位方式拓扑一般存在以下缺陷：变压器铁芯单向磁化，利用率低，主功率管的占空比一般都不超过0.5，主功率管承受两倍左右的输入电压。

正激、反激、双管反激、推挽开关电路小结

正激、反激、双管反激、推挽开关电路⼩结开关电源电路学习⼩结1.正激（Forward）电路正激电路的原理图如图1所⽰：图1、单管正激电路1.1电路原理图说明单管正极电路由输⼊Uin、滤波电容C1、C2、C3，变压器Trans、开关管VT1、⼆极管VD1、电感L1组成。

其中变压器中的N1、N2、N3三个线圈是绕在同⼀个铁芯上的，N1、N2的绕线⽅向⼀致，N3的绕线⽅向与前两者相反。

1.2电路⼯作原理说明开关管VT1以⼀定的频率通断，从⽽实现电压输出。

当VT1吸合时，输⼊电压Uin被加在变压器线圈N1的两边，同时通过变压器的传输作⽤，变压器线圈N2两边产⽣上正下负的电压，VD1正向导通。

Uin的能量通过变压器Tran传输到负载。

由于N3的绕线⽅向与N1的相反，VT1导通时，N3的电压极性为上负下正。

当VT1关断时，N1中的电流突然变为0，但铁芯中的磁场不可能突变，N1产⽣反电动势，⽅向上负下正；N3则产⽣上正下负的反向电动势，多出的能量将被回馈到Uin。

通过上述内容可以看到W3的作⽤，就是为了能使磁场连续⽽留出的电流通路，采⽤这种接线⽅式后，VT1断开器件，磁场的磁能被转换为电能送回电源。

如果没有N3，那么VT1关断瞬间要事磁场保持连续，唯有两个电流通路：⼀是击穿开关；⼆是N2电流倒流使⼆极管反向击穿。

击穿开关或⼆极管，都需要很⾼电压，使击穿后电流以较⾼的变化率下降到零；⽽很⾼的电流变化率（磁通变化率）⾃然会产⽣很⾼的感⽣电动势来形成击穿电压。

由此可见，如果没有N3，则电感反向时的磁能将⽆法回收到电源；并且还会击穿开关和⼆极管。

1.3⼩结1)正激电路使⽤变压器作为通道进⾏能量传输；2)正激电路中，开关管导通时，能量传输到变压器副边，同时存储在电感中；开关管关断时，将由副边回路中的电感续流带载；3)正激电路的副边向负载提供功率输出，并且输出电压的幅度基本是稳定的。

正激输出电压的瞬态特性相对较好；4)为了吸收线圈在开关管关断时时的反电动势，需要在变压器中增加⼀个反电动势吸收绕组，因此正激电路的变压器要⽐反激电路的体积⼤；5)由于正激电路控制开关的占空⽐都取0.5左右，⽽反激电路的占空⽐都较⼩，所以正激电路的反激电动势更⾼。

基于双管反激DCDC变换器的双向电流源逆变器的研究

当“ Ｏｉ０等电图６）＜时，效路如（，Ｓ高斩波、ｏ，＞ｏｂ其中，频４
Ｖ，几、珑、凡和Ｃ，ｉＬ乌、巧、ｎｏＺ构成一个ＦｂｋＬｌｎ变换器，ｙｏ负载Ｚ向电Ａ回ＬＶ切能Ｉ．当ｎ＜，＞时，ｉｎｔｅＯｉｏ等效电ｏ路如图‘ （，Ｓ高ｄ其中，ｓ频斩波，ｉＬ，Ｄ，，ｏＺ构成）Ｖ，３ｑ６ｓｎｌ，ＬＤＤＳ和Ｃ，Ｌ另一个Ｆｂｋｌｅ变换器，ｙｃ负载Ｚ向电源Ｙ回Ｌｉ馈能量。ｎ
工作状态．两种工作模式，如图６所示。（）ｔ艳出模式１能Ｉ当输出电压和电流同号时，逆变器工作在能ｔ轴出棋式：
而能够适应多种负载。另外，动态响应的仿真结果表明，该变换器对于不同负载间切换。具有良的还好的动应［。态响 ’ ］
当。＞，０等效电＞时，，０ｉ，路如图６ａ，（）其中，３Ｓ常通，１Ｓ，Ｓ高２预斩波．ｌＳｃＳ肠、３３Ｃｌｒ，Ｉ２和ｏＺ构成一个Ｆ－ａ，，Ｓ，ｎＬｌｒ
ＣｅｂｍｏｅｈＮｖＡｉｏＴｈｌｙｄｙ６４ｈｇａｎｅＭｙｇｉｙｔｅｎｏＡａｍ（６１ｎｏｎａｖｉｃｏｇｃｅｎａｎ２０）
Ａｓａ；ｅｎｍｄｉｅｅｂｅｏｔｆｂｋＤｃｖｅｈｅｐｂｍｓｈｈｂ一ｉ－ｂｂ＇ｃｒｔｅｒｒｄｈｌａＤ／ＣｅｒｔｒｌｓａｔｉｄｅｔｌｕｔｈｒｅｏｎｔａｎｙｃＣｖｓｅｏｒａｈｏｅｕｓｎｔｖｅｃｅｒｃｔｐｅｔｓｉｉａｓｔｌｓｅ．ｐｅｓｇｔａｉｈｈｃｅｍｄｂ一ｉｃｎｉｏｒｍｓｎｗｃｏｅｔＴｉａｒｅｃｃｔｉａｎｏｉｄｅｉｅｏｗｎｓｎｉｓｓｈｐｕｓｉｕｗｉｓｒｔｅｒｔｄｎｍｏｄｈｃｓｇｓｒｃｕｏｉｅｅｗｈｆｑｎｌｋｂｅ二ｔｆｂｋＤｃｖｔ．ａｌｉａｔｒｕｏｃｐｅｎｒｒｈｈｕｃｉ，ｄｈｌａＤ／ＣｅｒＴｅｙｓｈｅｌｆｕｒｖｔｉｉｒｅｙａｔｇｅｎｓｅｃＣｙｏｒｈｎｓｎｅｔｏｔｎｅａｄｓｍｓｕｔｉｐｓｔ．ｏｓｔｃｃｔｃｎ，ｂａｐｔｌｉｌｏｓｅｅＩｈｔｔｉｕｉｅｉｃｒａｅｒｉ．ｍａｎｒｎｄｔｈｈｒｉｓｅｙｅｌｎａｃｉｅｓｗａｅｉｆｉｌｄａＫｙａ：ｉｄｅｔｎｅｔｎｉｉＦｂｃＤ／Ｃｖｔｈｈｕｃｌｋｅｗ油Ｂ一ｉｃｏｐｗｒｓｓｏｌａｋＤｃｅｅｉｆｑｅｙｒｉｏｒｍｓｎｙａＣｏｒｒｇｒｎｉｎｅｎ

飞兆推出一款双管反激式解决方案

飞兆推出一款双管反激式解决方案一体型(All-In-One, AIO) 应用设备电源的设计人员一直面对对空间有限、满足世界各地能源法规要求，以及提供易于设计之解决方案的挑战。

为了应对这些挑战，全球领先的高性能功率和移动产品供应商飞兆半导体公司(Fairchild Semiconductor) 推出一款采用mWSaver 技术的双管反激式解决方案。

用于AIO 设备的传统电源拓扑解决方案包括LLC 和单开关准谐振(QR) 反激式拓扑。

要在易于设计性、不同负载水平的功率损耗，以及效率三方面取得平衡时，每种拓扑都各有其优劣之处。

对于AIO 设备的功率范围，LLC 提供最佳的总体效率，优于双管QR 和单开关QR 反激式转换器。

不过，由于LLC 变压器的设计很难，因此在三种拓扑中具有最高的轻负载功耗。

单开关QR 反激式转换器的效率最低，但是它们易于设计且在轻负载下具有低功耗。

飞兆半导体的双管QR 反激式拓扑和次级端同步整流方案是用于AIO 应用设备的理想解决方案，能够提供良好的总体效率，降低轻负载功耗，而且易于设计。

飞兆半导体提供的AIO 解决方案非常适合75W~230W 功率范围应用，包括FAN6920MR 集成式临界导通模式PFC 和准谐振电流模式PWM 控制器产品；FAN7382 栅极驱动器；以及用于反激式拓扑和正激续流整流的FAN6204 次级端同步整流(SR)控制器。

而且，这些器件都具有同级最佳的无/轻负载功耗，能够实现达到2013 ErP 标准的设计，并可省去LLC 解决方案所需的附加电路。

此外，这些器件采用了mWSaver 技术，可为AIO 解决方案提供最低的待机输入功率。

准谐振控制技术既能够减少缓冲器和泄漏电感的损耗，同时也可改进散热性能。

此外，它更降低了SR MOSFET 的Vds 以提高效率，并实现更小的电路板尺寸。

其内置两级电平PFC 输出提升了低压输入的效率。

飞兆半导体增添高端和低端栅极驱动IC 产品FAN7382，能够驱动电压高达600V 的高压MOSFET 器件，大大丰富了公司的产品系列。

两种双管反激型DCDC变换器的研究和比较

两种双管反激型DCDC变换器的研究和比较两种双管反激型DC/DC变换器的研究和比较摘要：传统的双管反激克服了主开关电压应力大的缺点，使得每个主开关的电压应力仅为输入电压，但是该电路带来了占空比不能大于50％的缺点。

为了克服这个缺点，提出了宽范围双管反激的拓扑，不仅每个开关的电压应力要比单管反激小得多，而且占空比也可以大于50％，但该拓扑的漏感能量需外加缓冲电路来吸收。

客观地分析和比较了这两种双管反激变换器的特性差异，并指出了两者的适用场合。

最后，实验结果进一步验证了以上的观点。

关键词：DC/DC；双管反激；宽范围1 概述反激型DC/DC变换器因结构简单、成本低廉而广泛应用于各种辅助电源和小功率电源中。

但是，单管反激变换器主开关电压应力大，在输入电压较高的场合使用起来比较困难。

另外，反激变换器的变压器漏感一般比较大，导致主开关上产生很高的电压尖峰，使电压应力进一步增加。

传统的双管反激变换器如图1所示，其两个主开关的电压应力为输入电压，克服了单管反激开关电压应力大的缺点，并且漏感能量可以回馈到输入侧，不需要吸收电路，但它带来了占空比D不能大于50％的缺点，在宽范围场合应用有局限性。

本文提出了一种能工作在占空比大于50％条件下的双管反激变换器，如图2所示，不过它和传统的双管反激相比也并非十全十美，其漏感能量需要外加缓冲电路来吸收。

本文详细、客观地分析和比较了这两种双管反激变换器在工作原理和特性上的差异，阐述了一些独特的观点，并且给出了两种双管反激的实验结果比较，旨在为电源设计者选用这两种双管反激变换器时提供理论依据和参考数据。

2 工作原理为了分析方便，假设各器件具有理想特性，电感、电容足够大，输入电压没有脉动，电路已经进入稳态。

传统双管反激变换器在两个开关管S1及S2导通期间，加在变压器原边的电压为输入电压Vin，原边电流流过S1及S2，并且线性上升。

副边二极管反向偏置，副边电流为零。

当S1及S2同时关断后，原边电流逐渐下降到零。

多路输出双管反激变流器研究的开题报告

多路输出双管反激变流器研究的开题报告一、项目名称：多路输出双管反激变流器研究。

二、研究背景：随着电子技术的不断发展和应用领域的不断拓宽，各种电子设备的要求变得越来越高。

在交流电-直流电转换的过程中，反激变流器在电子设备中起着极其重要的作用。

不同电子设备的功耗和输出要求往往都不相同，如何在同一反激变流器中实现多路输出是当前亟待解决的问题。

为此，设计一种多路输出双管反激变流器，可以兼顾多路输出的要求，并且提高整机的性能和效率。

因此，本项研究的意义在于提高反激变流器在电子设备中的应用能力和实用性。

三、研究内容：本研究将主要关注多路输出双管反激变流器的设计和优化。

在探索合适的电路拓扑结构的基础上，通过改进反激变流器的输出电路，使其能够同时满足多路输出的需求，并达到高效率、高性能的要求。

此外，还将考虑在实际应用中可能遇到的工艺问题和可靠性要求。

四、研究方法：1. 对多路输出双管反激变流器的电路拓扑结构进行仿真和分析。

2. 基于电路仿真结果，设计并调试多路输出双管反激变流器的电路。

3. 在实验室进行多路输出双管反激变流器的性能测试。

4. 优化电路设计，提高电路性能。

五、研究成果：本项目将通过多路输出双管反激变流器的设计和优化，实现多路输出的要求，并达到高效率、高性能的要求。

同时可以完成一篇论文，并掌握多路输出双管反激变流器的设计和应用技术，对我国电子工业的发展做出积极的贡献。

六、预期进展：1. 完成多路输出双管反激变流器的电路设计和仿真分析工作。

2. 实现多路输出双管反激变流器的实验样机。

3. 对多路输出双管反激变流器进行性能测试，收集数据。

4. 进一步完善电路设计，提高反激变流器的性能。

七、研究期限：一年。

八、课题经费：预计需要经费100万元，具体分配为：人员费用50万元、设备费用30万元、材料费用20万元。

九、参考文献：1. 蔡志忠，马正广，王志航. 电源技术与应用[M]. 北京：清华大学出版社，2014.2. 刘亚鸿，吴卫民，杨宇峰等. 电源电路设计实战[M]. 北京：机械工业出版社，2016.3. 刘可. 反激变流器的设计及应用研究[D]. 北京邮电大学，2017.4. BASHAR, Musa; YILMAZ, Mustafa. Modeling of multiple-output resonant converters utilized for switch-mode power supplies. Electrical Engineering. 2017,99(1):235-249.。

双管反激

1.1课题背景及其意义在科学技术发展的推动下，电源技术也有了明显的进步，随着电力电子技术更多的运用于电源。

电源的性能和节能性也不断提高。

众所周知，电源是任何用电设备的核心部分，提高用电设备的性能对电源的要求也会提高。

电源朝着体积越来越小，成本越来越低，效率日益增高的方向发展。

传统的电源采用的是线性稳压技术，存在大量稳压电源模块，传统线性稳压电源使用可靠性强，输出纹波电压小，稳定性突出。

但是都含有体积很大的工频变压器和滤波器。

为了克服这一问题，开关电源应运而生。

开关电源最先被应用于航天领域。

开关电源是指将一种电源形态转变为另一种电源形态，转变过程中运用自动闭环控制并且设有保护环节，转变开关则使用半导体功率管。

开关电源的组成器件大多工作在高频开关状态，因此，耗能低，可靠性和稳定性高。

开关电源可以适应在110V~220V的电网电压。

目前，作为自动化，机电一体化，电力传动等技术的基础的电力电子技术，发展方向为高频化，硬件结构模块化。

提高开关电源的频率，有利于改善性能，抑制干扰，使电源小型化。

1.2国内外开关电源的研究现状国外首先采用的是晶体管直流变换器，这种方式利用的是磁芯的磁饱和。

这种技术输入电压低，功率频率低。

20世纪中叶，高电压，大电流功率开关管出现，开关电源在制作过程中不在使用工频降压变压器，开始变得高效率，体积小，重量也减小不少。

20世纪70年代，随着高频率，高电流的功率管快恢复的肖特二极管，高频高温电容的产生，开关电源有了进一步发展。

我国开关电源工作起步于20世纪60年代初，起步的初期即以实用性为发展目标，十年间我国开关电源技术有了很大的发展。

七十年代，我国已经可以自主研发不含工频降压变压器的开关电源。

最近的二十年，我国已经制造出输出功率在1000W以下，频率为20kHz左右的开关电源。

目前我国的开关电源与欧美的科技强国仍存在较大差距。

开关电源发展现状中存在的主要问题：（1）开关噪声和干扰严重。

双管反激变换器研究分析

双管反激变换器研究分析双管反激变换器研究分析摘要：研究了基于峰值电流模式的双管反激变换器,分析了它的工作原理,说明了它在高压输入场合的优点。

关键词：反激变换器；峰值电流控制；双管反激引言反激变换电路由于具有拓扑简单，输入输出电气隔离,升/降压范围广，多路输出负载自动均衡等优点，而广泛用于多路输出机内电源中。

在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，由于变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，漏感较大。

当功率管关断时，会产生很高的.关断电压尖峰，导致开关管的电压应力大，有可能损坏功率管；导通时，电感电流变化率大[1][2]。

因此在很多情况下，必须在功率管两端加吸收电路。

双管反激变换电路，在功率管关断时，由于变压器漏感电流流过续流二极管反馈给电源的嵌位作用，而使功率管的电压应力和输入电压相等。

可见在高压输入场合双管反激电路有其特有的优点[3]。

图11电路分析电路图如图1所示。

在稳态工作条件下，为了简化分析，假设所有开关器件都是理想的；漏感Lr远小于励磁电感Lm；L2为变压器副边等效电感；电路工作在CCM模式。

电路共有4个工作模式，工作过程如图2所示。

——模式1[t0－t1]在S1和S2开通后的t0时刻，输入直流电压Uin作用于Lr和Lm上，D1和D2关断，漏感电流iLr线性上升，则有iLr(t)=iLr(t0)＋[Uin/Lr+Lm](t－t0) （1）D1和D2承受反压为Uin，而D3承受反压为Uo＋(N2/N1)Uin，iL2=0，由滤波电容C向负载供电。

在t1时刻漏感电流iLr为iLr（t1）=iLr(t0)＋[Uin/(Lr+Lm)](t1－t0) （2）——模式2[t1－t2]在t1时刻关断S1和S2，由于电感电流不能突变，感应电势反向，D1和D2导通钳位使S1和S2承受正压为Uin；同时D3导通，副边电流iL2形成。

原边电流iLr线性下降，即在t2时刻原边电流iL2(t2)=(N1/N2[iLr(t1)]-(N1Uo/N2Lm)(t2-t1)]=0 （5）——模式3[t2－t3]在t2时刻D1和D2中的电流和漏感电流iLr 下降到0，iL2达到最大。

高压双管反激变换器的设计

ｉｕｖｔｅｎｔａ．ｐｏｇｌｏｖｒｒｕｉｙｓｔｉｐｗｒｐ，ｅｔｆｂｃｔａｘｉｗｃｎｏｕｙｏｂｗｃｌａｙ［ｅｗｒｓｃｎｅｅ，ｌｒｉｈｇｅｓｐｌｄｕｌｓｉｈａｋＫｙｄｏ
ＦＮＸｎｇＥＧ－ｉｅ
１双管反激变换器的工作原理
１１功率电路的拓扑结构．
传至负载。电路中Ｖ，Ｄ的接法可以把过剩的反Ｄ，Ｖ：激能量反馈回电源Ｕ中，、同时可以把场效应管承受的峰值电压和原边绕组的反激电压都钳制在Ｕ（；忽略钳位二极管的正向导通压降）由于原边和副边的电感。
量为常数，使原边电流和副边电流按线性规律升高或
图１电路的拓扑结构图
１２功率电路的工作原理．
如图１高频变压器Ｔ的原边绕组由２所示，：个场
效应管Ｖ，接向直流电源电压Ｕ。Ｖ，同Ｔ，Ｖ２Ｔ；Ｔ，Ｖ：Ｔ
时开通，同时关断。与单管反激一样，场效应管开通时，只把能量储存在磁路中，断开后，磁能转化成电能
厂
尸一ＮＵ＜
向负载传送能量，这个时间非常短，Ｖ：然后Ｔ也进人
关断状态，见图３ｂ。此时Ｖ，，（）Ｄ，Ｄ全部导通，Ｔ、ＶＶ，Ｖ：Ｔ上的压降均为（；Ｕ）Ｕ为钳位二极管的正Ｕ＋，。向导通压降。同理可分析Ｖ：Ｔ先关断的情况。这里
要注意的是，应尽量让两只开关管同时通断，因为在原边电流续流时，由于开关管和钳位二极管存在导通内阻，将产生大量的功率损耗，时间越长功耗越多，这将是十分不利的。
如三相输入３０，８Ｖｃ经桥式整流后为５０，Ａ１Ｖ，采用单ｐ端反激电路，由于反激电压、输人电压的变化范围、输出轻载状况，开关管上承受的峰值电压将非常大，目而

双管反激变换器

此后iL2线性下降，iL2(t)=iL2(t2)－(UO/L2)(t－t2) （6）在t3时刻iL2(t3)=iL2(t2)－(UO/L2)(t3－t2) （7）在此阶段D1和D2承受反压为，S1和S2承受正压为。

——模式4[t3－t4]在t3时刻开通S1和S2，输入电压Uin直接作用于Lr和Lm上，漏感电流iLr从0开始线性上升，iLr(t)=(Uin+(N1/N2)/Lr)(t－t3) （8）此时D3仍导通，给电容C充电和向负载供电，iL2(t)以更大的斜率线性下降，为漏感电流iLr减去励磁电感Lm上电流。

iL2(t)=N1/N2[ils(t)-(N1/N2)/LmUo(t-t3)] （9）iLr(t)=[Uin+(N1/N2)Uo]/Lr（t－t3）（10）在t4时刻D1和D2反压由上升到Uin，iLr(t)上升到励磁电流iLm,iL2(t)=0，D3反偏，开始新的PWM周期。

由上述分析可知，双管反激变换器具有以下优点：——续流二极管将漏感能量回馈给电源；——有效抑制关断电压尖峰，使开关管电压应力为输入电压；——不需要额外的吸收电路。

2 控制系统结构采用峰值电流控制模式，如图3所示。

由于引入电流反馈,使系统性能具有明显的优点[3]：——具有良好的线性调整率，反应速度快；——消除输出滤波电感带来的极点，使二阶系统变为一阶系统，稳定性好；——固有逐个脉冲电流限制,简化了过载保护和短路保护。

电流型也有缺点，在占空比>50％时，必须进行电流斜坡补偿,否则系统不稳定[1]。

PFC双管反激两级组合式软开关变换器研究

电气传动２００８年第３８卷第１Ｏ期
ＥＥＴＣＤＲＶＥ２０Ｖｏ．８Ｎｏ１ＬＣＲＩＩ０８１３．０
ＰＣ双管反激两级组合式Ｆ软开关变换器研究
陈杰，春英龚
（南京航空航天大学航空电源航空科技重点实验室，苏南京２０１）江１０６
中图分类号：ＴＭ４６文献标识码：Ａ
ＳｔｄｎｎｅｒｔｄＳｆ。ｗｉｃｆＰＦＣ＆ＤｕｌｓｔｈＦｌｂｃｎｖｒｅｕｙｏＩｔｇａｅｏｔｓｔｈｏａ ‘ ｗｉｃｙａｋＣｏｅｔｒ
ＣＨＥＮｉ．Ｇ０ＮＧｕ－ｉｇＪｅＣｈｎｙｎ
１引言
传统的二极管不控整流功率因数低，波电谐
流大，电网造成了严重的污染，对甚至会引发一系
减少ＰＣ＋ＤＣＤＦ／Ｃ两级组合式软开关变换器的元器件，简化电路结构，究组合式软开关变换器研具有重要的意义，目前对其研究相对较少。文而
ｆｙａｋｉｔｇａｅｏｔｓｔｈｃｎｅｔｒｗａｒｐｓｄＡｌｓｔｈｓｏｈｗｏ— ｔｇｏｖｒｅｒｏｔｌｂｃｅｒｔｄｓｆ — ｗｉｃｏｖｒｅｓｐｏｏｅ．ｎｌｗｉｃｅｆｔｅｔｓａｅｃｎｅｔｒｗｅｅｓｆｓｔｈｄａｄｔｅｔｒ — ｆａｅｏｈｏｓｅｔｉｒｗａｏｔｏｌｄ，ｗｈｌｎｙｏｅａｘｌｒｉｅｗａｄｅ．ｗｉｃｅｎｈｕｎｏｆｒｔｆｔｅｂｏｔｒｃｉｅｓｃｎｒｌｆｅｉｏｌｎｕｉａｙｌｓａｄｄｅｉｎ

双管反激变换器占空比的拓展技术

%阶段 !$ 激磁电感 ! " " @当 ! J# !% # 也关断后" 但是实际上激磁电感非 ’I 和 ! # 的结电容 7 # 谐振 " 常大而结电容非常小 " 并且这段时间又非常短 " 所以可以看成是原边电流对 7 如图 # 和 # 进行恒流充电 " $ % 所示 @ % 可以表示为 J C 7 " # 上的电压 = 7 #$ % $ & = " \ / " " G " 7 7 #$ J% J% #@ S$ 于是变压器原边电压可表示为 % % $ & $ % = " \G = " \G / " " G " 7 E K$ 7 #$ J% J% #@ S$ 当7 E& 4 为变压器原边对 # 上电压增大到 4 ’ 6$ 副边的变比 % 时" 该阶段结束 @该阶段副边二极管还是反偏 " 因此副边电流还是为零 @ %阶段 @ $ @ " " @这时副边二极管 DFD 导通 " !# @% 变压器上电压被输出电压 E& 作为复位电压 @ ’ 6钳位 " % = " \G 4 E& K$ ’ 6@ 原边电流为零 " 副边电流为 $ % D " $ % N
收稿日期 # # " " @ " J D @<
浙江大学学报 ! 工学版 " 网址 #AAA< ! & ’ ( ) * + 5 < B ’< / C ’< : ) / ) 0 0 2
基金项目 #国家自然科学基金资助项目 " # @ " # J F " J " < 作者简介 #顾亦磊 " $ 男$ 浙江象山人 $ 博士生 $ 从事电力电子电路拓扑和电源系统集成的研究 < % D E F NG # 8 H I * 1 + ’ 1 + / 1 E $ " #!5 1 ) * < : & I 2 7

(精选)双管反激

引言电路拓扑简单，输入输出电气隔离,升/降压范围广，具有输出多路负载自动均衡等优点，广泛用于多路输出机内电源之中。

但在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，因而变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，因此漏感较大。

当功率管关断时，会产生很大的关断电压尖峰，有可能损坏功率管；导通时，电感电流变化率大[1][2]。

因此在很多情况下，必需在功率管两端加吸收电路，开关管的电压应力大。

变换电路，在功率管关断时，变压器漏感电流流过续流二极管反馈给电源而嵌位，所以功率管的电压应力和输入电压相等。

可见在高压输入场合双管反激电路有其特有的优点[3]。

下面分析此种电路。

二电路分析在稳态条件下。

假设(1)所有开关器件都理想的；(2)Lr远小于Lm；(3)电路工作CCM模式，电路图如图(2-1)。

工作原理描述如下；1.开关模式1[t0－t1]t0时刻开通S1和S2, 输入直流电压Uin作用Lr和Lm上，漏感电流iLr线图（2—1）性上升，D1和D2已关断，(2—1)在t1时刻关断S1和S2, 此时漏感电流iLr为(2—2)管D1和D2承受反压为Uin.,副边整流二极管D3承受反压为U0+(N2/N1)Uin,变压器副边电流为零，滤波电容向负载供电。

2. 开关模式2[t1－t2]刻关断S1和S2，由于电感电流不能突变，所以原边续流管D1和D2导通钳位使S1和S2承受反压为Uin，同时由于磁通连贯原理，漏感电流iLr也导致副边电流iL2的缓慢形成，使副边整流二极管D3导通。

原边电流iLr线性下降为在t2时刻原边电流iLr=0,(2—5)此段时间内原边续流管D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降波型完全相同.3. 开关模式3[t2－t3]刻原边续流管D1和D2中的电流和漏感电流iLr下降到0, iL2达到最大。

此后iL2线性下为降(L2为变压器副边电感值)，(2-6)在t3时刻(2—7)原边续流管D1和D2承受反压为,S1和S2承受反压。

双管反激变换器适用于高电压宽输入场合的原理

双管反激变换器适用于高电压宽输入场合的原理摘要：根据高电压宽输入电力电子变换器的供电需求，设计了一种双管反激辅助电源。

分析了双管反激变换器的工作原理；针对宽输入电压范围带来的电流环次谐波振荡问题，设计了斜坡补偿电路；提出了一种电流控制型双管反激变换器的低损耗启动电路。

实验证明所设计的高电压宽输入双管反激辅助电源有效可行。

0 引言各种电力电子变换器系统离不开集成芯片与功率开关，因而需要辅助电源为其中的控制电路、驱动电路、调理与采样电路以及传感器等提供+5 V、±15 V等各种等级的辅助工作电压，辅助电源已成为电力电子变换器的重要组成部分。

辅助电源的输入由电力电子变换器母线电压提供，为了保证电力电子变换器的稳定运行，不论母线电压如何变化，辅助电源均要稳定工作，即辅助电源应能在高电压和宽输入范围内输出稳定的电压，保证电力电子变换器的正常工作。

文献[1]中辅助电源使用LLC谐振变换器拓扑，该拓扑对谐振参数较为敏感，且仅在谐振点附近效率较高，不适合应用于宽电压输入场合。

相比其他拓扑，反激变换器结构简单、体积小、占空比变化范围宽，是辅助电源的理想选择。

文献[2-4]中高电压宽输入辅助电源均采用了单端反激拓扑结构，但单端反激变换器开关管关断时承受的电压等于最大直流输入电压、副边折射电压以及漏感尖峰电压之和，在高输入电压时开关管电压应力很大，导致开关管成本大大增加。

文献[5]采用两个反激变换器串联来解决单管电压应力大的问题，但是需要额外增加两串变压器绕组，这增加了变压器体积，产生的损耗也是单管反激变换器的两倍，随着风力发电与光伏发电等高电压宽输入电力电子变换器应用范围的不断扩大，急需研发与高电压宽输入电力电子变换场合相适应的辅助电源。

双管反激电路开关管所承受的电压应力仅为直流输入电压，开关管关断时的漏感能量通过二极管回馈到直流输入电源，不需加入RCD吸收电路，是高电压宽输入辅助电源的理想选择[6]，本文对此进行研究与设计。

双端DCM模式反激变换器变压器变比研究

双端DCM模式反激变换器变压器变比研究王归新;司新放【摘要】双端DCM模式反激变换器适合在高电压、小功率的场合使用,因为它的开关管电压应力不会超过输入电压.但变压器的漏感问题使变换器转换效率下降.通过降低变压器变比,可以提高变换器的转换效率.但是过小的变比会使变换器进入连续工作模式,造成电路振荡.本文通过理论分析,推导出了能使变换器在保持DCM工作模式的同时获得最大转换效率的变压器变比表达式.最后通过仿真验证理论分析的正确性.【期刊名称】《电气开关》【年(卷),期】2017(055)004【总页数】4页(P30-32,37)【关键词】双端反激变换器;漏感;变压器变比;转换效率【作者】王归新;司新放【作者单位】三峡大学电气与新能源学院,湖北宜昌 443002;三峡大学电气与新能源学院,湖北宜昌 443002【正文语种】中文【中图分类】TN6241 引言反激式变换器在功率较小的场合有着广泛的应用。

与正激式直流变换器相比，它有诸多优点，例如：不需要输出滤波电感、电路拓扑简单、适合多组输出、可以在输出电感电流不连续模式(DCM)下稳定工作等[1]。

因此，在小功率多组输出场合使用反激式变换器，可以有效减小变换器体积，降低经济成本。

但是，传统单端反激变换器在开关管关断时，除了承受直流出入电压以外，还要承受变压器副边折算到原边的电压以及漏感尖峰，这大大增加了开关管的电压应力，因此限制了变换器在高电压场合的应用。

双端DCM反激变换器使用两个箝位二极管，将开关管的关断电压箝位于直流输入电压，拓展了反激式变换器在高电压场合的应用。

然而，双端反激变换器的漏感效应使变换器的效率下降，也限制了变压器的变比[2]。

本文将详细分析双端反激变换器的工作原理，提出确定DCM模式下最大效率变压器变比的方法。

2 双端反激变换器2.1 工作原理双端反激变换器的拓扑如图1所示。

它使用两个开关管，两个箝位二极管，变压器原边等效成一个励磁电感和一个漏感的串联。

一种新型双管正-反激直流变换器

一种新型双管正-反激直流变换器
魏应冬;吴建德;顾亦磊
【期刊名称】《中国电机工程学报》
【年(卷),期】2005(25)20
【摘要】该文提出一种对称式RCD箝位的倍流整流双管正-反激型直流变换器。

它采用两个RCD电路交错箝位的结构,克服了传统双管正激型变换器占空比D<0.5的缺点。

在继承单管有源箝位正-反激型变换器的宽范围输入、高效率优点的同时,将主开关管电压应力降低为原来的一半。

改进的RCD箝位结构是一种轻微耗散型箝位电路,大幅提高传统RCD型电路磁复位效率。

该文详细分析了变换器稳态工作特性以及关键参数的设计,通过一个200V^400V输入、10V/15A输出的样机验证了该拓扑工作原理和特点。

【总页数】6页(P50-55)
【关键词】电力电子;双开关管;对称式电阻、电容、二极管型箝位;正-反激型变换器;倍流整流;直流-直流变换器;
【作者】魏应冬;吴建德;顾亦磊
【作者单位】浙江大学电气工程学院
【正文语种】中文
【中图分类】TM46;TM13
【相关文献】
1.一种新型双管正激软开关DC/DC变换器研究 [J], 岳云涛;蒋志坚;陈建
2.一种新型的并-串型双管正激组合变换器 [J], 龚广海;冯瀚;徐德鸿;汪生
3.一种双管双变压器结构的正-反激组合变换器的分析 [J], 洪峰; 石健将; 严仰光
4.一种新型的通用单/双正激型直流变换器电路仿真平均模型 [J], 潘尚智;钱照明;雷娜
5.基于磁放大技术的新型正激-反激型直流变换器 [J], 魏应冬;吴燮华;顾亦磊因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。