离线式反激变换器的反馈设计
反激式变换器的设计南航硕士论文 A
I g = Io =
U inTS N1 U 2T 2 F D(1 − D) = in ON S 2 L1 N 2 2 LU 1 o
(2-15)
其中 I g 为临界连续电感电流。 对(2-15)求极值，可得当占空比 D＝0.5 时，临界连续负载电流达到最大值 I g max :
I g max =
1.1 反激变换器的发展与现状
反激变换器中隔离变压器起着电感和变压器的双重作用，变压器磁芯处于直流偏 磁状态，为防止磁芯饱和，需要较大气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功率 开关关断时，由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰，功率管导通时， 电感电流变化率大，电流峰值大，CCM 模式整流二极管反向恢复引起功率开关管开 通时高的电流尖峰。因此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电压、电流应 力。电力电子技术研究人员对此进行了大量的研究。 目前反激变换器的箝位电路主要有：有损 RCD 箝位电路，双晶体管、双二极管 箝位电路，LCD 箝位电路和有源箝位电路。
− C1
Cc
Sc
S
图1-5 有源箝位电路
时又为主功率开关管和有源箝位开关管提供了零电压开通环境； 在一定程度上降低了
2
南京航空航天大学硕士学位论文
副边整流二极管关断时的 di/dt。 该电路的缺点是：电路较复杂；零电压开关条件与电路参数、输入输出条件等太 多的条件有关，实现有一定的困难。 根据课题任务需要，本文主要研究小功率（15W）低压输入（27VDC）机内稳压 电源和中等功率（1080W）高压输入（270VDC）开关电源。综合比较上述各种反激 变换器箝位电路，本文选定 RCD 箝位反激变换器作为小功率机内稳压电源，双管反 激变换器作为中等功率开关电源的电路方案。
基于 UC3844的反激稳压电源的设计及分析毕业设计(论文)
引言随着现代科技的飞速发展，功率器件也不断更新，PWM技术的发展也日趋完善，开关电源正朝着小、轻、薄的方向发展。
由于反激变换器具有电路拓扑简单、输入电压范围宽、输入输出电气隔离、体积重量小、成本低、性能良好、工作稳定可靠等优点，被广泛应用于实际变换器设计中。
以前大多数开关电源采用离线式结构，一般从辅助供电绕组回路中通过电阻分压取样，该反馈方式电路简单，但由于反馈不是直接从输出电压取样，没有与输入隔离，抗干扰能力也差，所以输出电压中仍有2％的纹波，对于负载变化大和输出电压变化大的情况下响应慢，不适合精度较高或负载变化范围较宽的场合。
下面的设计采用可调式精密并联稳压器TL431配合光耦构成反馈回路，达到了更好的稳压效果。
1 UC3844芯片的介绍UC3844是美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片，由该集成电路构成的开关稳压电源与一般的电压控制型脉宽调制开关稳压电源相比具有外围电路简单、电压调整率好、频响特性好、稳定幅度大、具有过流限制、过压保护和欠压锁定等优点。
其内部电路结构如图1所示。
该芯片的主要功能有：内部采用精度为±2．0％的基准电压为5．00V，具有很高的温度稳定性和较低的噪声等级；振荡器的最高振荡频率可达500kHz。
内部振荡器的频率同脚8与脚4间电阻Rt、脚4的接地电容Ct的关系如式(1)所列，即其内部带锁定的PWM(Pulse Width Modulation)，可以实现逐个脉冲的电流限制；具有图腾柱输出，能提供达1A的电流直接驱动MOSFET功率管。
2 电源的设计及稳压工作原理单端反激变换器，所谓单端，指高频变压器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧，并且只有一个输出端；反激式变换器工作原理，当加到原边主功率开关管的激励脉冲为高电平使MOSFET、开关管导通时，整流后的直流电压加在原边绕组两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流二极管反向偏置而截止，磁能就储存在高频变压器的原边电感线圈中；当驱动脉冲为低电平使MOSFET开关管截止时，原边绕组两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流二极管正向偏置而导通，此后储存在变压器中的磁能向负载传递释放。
使用飞兆功率开关(FPS)的离线反激式转换器变压器设计要素
AN4140 应用指南使用飞兆功率开关 (FPS ™)的离线反激式转换器变压器设计要素版本. 1.0.01. 引言对于反激式转换器，变压器是最重要的因素，它决定了效率、输出调整率和电磁干扰等性能。
相比普通变压 器，反激式变压器本质上是一个电感，为反激式转换器提供能量储存、耦合和隔离。
在普通变压器中，电流同 时通过初级线圈和次级线圈。
然而在反激式变压器中， 磁芯储能时，电流只会通过初级线圈，磁芯释放能量时，电流只会通过次级线圈。
通常在磁芯间引入气隙，以增 加能量储存能力。
本文提出了应用飞兆功率开关 (FPS) 的离线式反激式转 换器变压器的实用设计要素。
为了帮助读者深刻理解， 本文还提供了实际设计范例。
2. 普通变压器设计程序 (1) 选择合适的磁芯磁芯型式 : 铁氧体是商业开关式电源 (SMPS) 中最常用 的磁芯材料。
图 1 为各种铁氧体磁芯和骨架。
磁芯型式 应当依照系统需求进行选择，包括输出数量、物理高度、成本等。
表 1列明了各种磁芯的特点和典型应用。
图 1 铁氧体磁芯 (TDK)产品特性典型应用EEEI -成本低辅助电源 电池充电器EFD EPC -外型总高小LCD 监视器EER -线圈窗口面积大-各种骨架适合多路输出CRT 监视器、C-TV DVDP 、STBPQ-横截面积大-相对较贵表 1 各种磁芯的特点和典型应用磁芯尺寸 : 实际上，鉴于变量太多，初始磁芯选择一定 是粗糙的。
正确选择磁芯的一个方法是参照制造商的磁 芯选择指南。
如果没有合适的参照，可以以表 2 为出发点。
对于 67kHz 开关频率、12V 单一输出应用的通用输入范围，表 1 介绍的磁芯是非常典型的。
当输入电压范围为 195-265Vac （欧洲输入范围）或开关频率高于 67kHz 时，可以使用较小的磁芯。
对于低压和/或多路输 出的应用，通常应使用比表中所列品种更大的磁芯。
输出功率EI 磁芯EE 磁芯EPC 磁芯EER 磁芯0-10WEI12.5EI16EI19EE8EE10EE13EE16EPC10EPC13EPC1710-20W EI22EE19EPC1920-30W EI25EE22EPC25EER25.530-50W EI28EI30EE25EPC30EER2850-70W EI35EE30EER28L 70-100WEI40EE35EER35100-150W EI50EE40EER40EER42150-200W EI60EE50EE60EER49表 2 磁芯快速选择表（用于 67kHz 开关频率、12V 单一输出的通用输入范围）当确定了磁芯型式和尺寸，以下变量便可以从磁芯数据表中获得。
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计
一、引言
电流模式控制（CMC）是一种新型的控制技术，越来越多地应用于调节系统。
它一般用于控制半导体变换器，例如反激变换器，称为电流模式控制反激变换器（CMC-M）。
CMC-M具有一定的优势，如精确控制、稳定性好、宽调节范围和低纹波等。
但是，由于反激变换器的结构，CMC-M的反馈环路设计非常重要，而且很多因素需要考虑，如反馈环路延迟、负载变化、快速反应和频率响应等。
因此，在CMC-M中，反馈环路的设计工作是重中之重。
本文旨在探讨电流模式控制反激变换器反馈环路的设计。
二、反馈环路延迟
由于CMC-M的控制结构，反馈环路延迟是一个重要问题，影响变换器的稳定性以及调节器的性能。
一般来说，存在反馈延迟会导致控制系统失去稳定。
因此，在实际的应用中，需要减小反馈延迟，以保证CMC-M系统的稳定。
反馈延迟主要取决于反馈环路器件的选择，一般来说，使用低延迟的放大器能够减小反馈延迟，从而提高系统的稳定性。
另外，还可以使用回路增益降低反馈环路延迟，确保系统的稳定性。
三、负载变化
在CMC-M系统中，负载变化也是一个重要因素，它会影响变换器的性能。
反激变换器的原理与设计
反激变换器的原理与设计反激变换器（flyback converter）是一种常用的直流电源变换器，能够将输入电压转换为所需的输出电压。
它主要由能量存储元件（电感器）、开关管（MOSFET）以及输出电压反馈回路等组成。
下面将详细介绍反激变换器的工作原理和设计要点。
1.原理：在能量存储阶段，切换管导通，输入电压通过电感器（主电感L）充电，电能被存储在电感器和漏感（副电感Lm）中。
此时二极管（D）关断。
在能量释放阶段，切换管关断，电感器中储存的能量开始传输。
电感器的电压将上升到储能电容器（C）和负载上，形成输出电压。
漏感中储存的能量也开始传输。
此时，二极管导通，漏感中的能量传递给负载和储能电容器。
2.设计要点：（1）选择合适的开关元件：切换管应选择能承受输入电压和输出功率的MOSFET管。
无源减压型和有源减压型的选型要求不一样，要根据具体需求进行选择。
（2）合理设计变压器：变压器设计是反激变换器设计的关键，主要包括匝数计算、电感值确定、磁芯选型等。
合理设计变压器能提高效率，减小开关压降。
（3）选取合适的反馈控制方式：常用的控制方式有电流模式控制和电压模式控制。
电流模式控制适用于负载变化较大的场景，能够保持输出电流的稳定性；电压模式控制适用于负载变化较小的场景，能够保持输出电压的稳定性。
（4）合理选择电容器和滤波电路：电容器的选择应根据输出电流和负载的特点来确定合适的容值。
滤波电路的设计可以减小电磁干扰和输出纹波。
（5）考虑过渡过程和保护措施：在设计过程中还要考虑到启动过程的稳定性、变压器的漏电感对输出电压的影响、过电流保护、过压保护等方面的问题，以确保变换器的可靠性和安全性。
总结：反激变换器作为直流电源转换器的重要一环，其设计和应用十分广泛。
设计反激变换器时，需要根据具体的输入输出电压和负载要求，选择适当的元件和控制策略，合理设计变压器和电路，以及充分考虑保护和稳定性问题。
这样可以提高反激变换器的性能，实现高效稳定的电源转换。
吏用TOP250YN离线式开关带单级PFC的75W反激式LED电源设计
ＴＨＤ也 难 以低 于 ３ ％（ 电流基 波为 １０ 。有 源 ０ 以 ％） ０ Ｐ （ ＦＣ 电路 通 常 需要 两 级ＤＣ ＤＣ 扑和 两 ＦＣ ＡＰ ） ／ 拓 个 功率 开 关 ， 电路变 得 复 杂 化 ，不 利 于 降 低成 本 和提 高 系 统 效率 。本 文介 绍 一种 基 于ＴＯＰ ５ ＹＮ ２０
＞８％，功率 因数 ＞０ ９ ，符合 Ｉ ６ ０ ０ ３ ２ ５ ．７ Ｅ １０ － － 中对Ｃ Ｃ 类设备 规 定的谐波 电流 限制和Ｅ ５ ０ 传导Ｅ Ｉ ￥ 。 Ｎ ５ １Ｂ ５ ＭＩ １ ｔ ￣
关键 词 ：Ｅ 驱动 器 ；Ｔ Ｐ ５ Ｙ ；２ ８ ７ Ｖ Ｃ 入 ；７ Ｗ 出 ；反 激 式；单级Ｐ Ｃ ＬＤ Ｏ ２ ０Ｎ ０ ～２ ７ Ａ 输 ５输 Ｆ Ｄｅ ｉ ｎ ｏ Ａ ５ ｙ ａ ｋ ＬＥＤ ｗｅ ｐ ｙ Ｕｓｎ ｓｇ ｆ ７ Ｗ Ｆｌ ｂ ｃ Ｐｏ ｒＳｕ ｐｌ ｉ ｇ ＴＯＰ２ ０ ５ ＹＮ Ｏ ｆ－ ｎｅＳ ｔ ｈ ａ ｉｈ Ｓｉ ｌ ｔ ｇ ｉ ｆ ｗｉｃ ｎｄ Ｗ ｔ ｎｇ ｅＳ ａ ｅＰＦＣ
（ 照 明 ） 备 的 限 制 规 定 ，线 路 功 率 因数 应 当 符 即 设
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离线式开关带单级Ｐ Ｃ ５ Ｆ 的７ ｗ隔离型反激式Ｌ Ｄ Ｅ
驱 动 电源 ，能 提 供 恒 压 ／ 流 输 出 ，可 用 来 驱 动 恒 ＬＥ Ｄ阵列 。在 ２ ８ ７ ＶＡＣ的 线 路 输 入 和 满 载 ０ ～２ ７
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反激变换器不连续模式 较高的导通损耗
反激变换器是一种常见的电源转换器拓扑结构，它可以将直流电压转换为所需要的电压输出。
然而，在实际应用中，我们常常会面对一些问题，其中之一就是反激变换器的不连续模式引起的较高导通损耗。
本文将从以下几个方面对反激变换器的不连续模式和导通损耗进行详细分析和讨论。
一、反激变换器的工作原理我们来简要介绍一下反激变换器的工作原理。
反激变换器是一种将输入直流电压转换为输出交流电压的开关电源转换器。
其基本拓扑结构包括主电感Lr、副电感Lm、变压器T1、二极管D和开关管Q。
当开关管Q导通时，主电感Lr储存能量；当开关管Q关断时，通过副电感Lm和二极管D实现输出电压的转换。
反激变换器具有简单、成本低、效率高等优点，因此在许多电源系统中得到广泛应用。
二、反激变换器的不连续模式在反激变换器的工作过程中，当输入电压、负载变动或开关管Q的工作频率改变时，容易出现反激变换器的不连续模式。
不连续模式指的是主电感Lr的电流在每个工作周期内都会降为零。
当主电感电流降为零时，开关管Q需要重新开启，导致能量的损失以及开关管Q的开启引发电压的突变，从而产生较高的导通损耗。
三、较高的导通损耗不连续模式下，反激变换器的导通损耗较高主要是由以下因素造成的：1. 开关管Q的开启损耗。
当主电感电流降为零时，开关管Q需要重新开启，其开启损耗较大，导致能量的损失。
2. 电压突变引起的损耗。
主电感电流降为零时，变压器T1端子的电压会突变，导致能量的损失。
3. 主电感电流降为零时产生的电磁干扰。
主电感电流突然降为零会引起电磁干扰，从而影响系统的稳定性和性能。
四、降低反激变换器的导通损耗的方法为了降低反激变换器在不连续模式下的导通损耗，我们可以采取一些技术手段：1. 优化控制策略。
采用合理的控制策略可以减小不连续模式的出现频率，从而减少导通损耗。
2. 优化拓扑结构。
改进反激变换器的拓扑结构，如采用零电流开关等技术可以降低导通损耗。
3. 优化元器件选择。
选择性能更好的开关管、磁性元件等，可以提高反激变换器的工作效率，降低导通损耗。
(整理)反激式开关电源变压器设计原理.
反激式开关电源变压器设计原理(Flyback Transformer Design Theory)第一节. 概述.反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2. 转换效率高,损失小.3. 变压器匝数比值较小.4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.第二节. 工作原理在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下:当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:Vce max = VIN / 1-DmaxVIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期Dmax = ton / T由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN.开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率公式导出如下:输出功率 : Po = LIp2η / 2T输入电压 : VIN = L di / dt设di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则:VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf则Po又可表示为 :Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp∴ Ip = 2Po / ηVINDmax上列公式中 :VIN : 最小直流输入电压 (V)Dmax : 最大导通占空比Lp : 变压器初级电感 (mH)Ip : 变压器原边峰值电流 (A)f : 转换频率 (KHZ)图2 反激式转换器波形图由上述理论可知,转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关晶体管耐压与最大集电极电流,而此两项是导致开关晶体成本上升的关键因素,因此设计时需综合考量做取舍.反激式变换器一般工作于两种工作方式 :1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末保留到下一个ton周期的开始.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM 临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.图3 DCM / CCM原副边电流波形图实际上,当变换器输入电压VIN在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在ton时的变化必须等于在"toff"时的变化,否则会造成磁芯饱和.因此,ΔΦ = VIN ton / Np = Vs*toff / Ns即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin ).第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN一、FLYBACK变压器设计之考量因素:1. 储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向 H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.Ve: 磁芯和气隙的有效体积.or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)式中Imax, Imin ——为导通周期末,始端相应的电流值.由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的. 当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac 值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.图 4 有无气隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路2. 传输功率 .由于CORE材料特性,变压器形状(表面积对体积的比率),表面的热幅射,允许温升,工作环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的作联系,应视特定要求作决策.因此用面积乘积法求得之AP值通常只作一种参考. 有经验之设计者通常可结合特定要求直接确定CORE之材质,形状,规格等.3. 原,副边绕组每匝伏数应保持相同.设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整,而导致副边每匝伏数低于原边每匝伏数. 如此引起副边的每匝伏秒值小于原边,为使其达到平衡就必须减小 ton时间,用较长的时间来传输电能到输出端. 即要求导通占空比D小于0.5. 使电路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,电流上升斜率小,ton时间又短(＜50%),很可能在"导通"结束时,电流上升值不大,出现电路没有能力去传递所需功率的现象. 这一现象是因系统自我功率限制之故.可通过增加AIR GAP和减小电感Lp,使自我限制作用不会产生来解决此问题.4. 电感值Lp .电感Lp在变压器设计初期不作重点考量. 因为Lp只影响开关电源的工作方式. 故此一参数由电路工作方式要求作调整. Lp的最大值与变压器损耗最小值是一致的. 如果设计所得Lp大,又要求以CCM方式工作,则刚巧合适. 而若需以DCM方式工作时,则只能用增大AIR GAP,降低Lp来达到要求,这样,一切均不会使变压器偏离设计.在实际设计中通过调整气隙大小来选定能量的传递方式(DCM / CCM) . 若工作于DCM方式,传递同样的能量峰值电流是很高的. 工作中开关Tr,输出二极体D以及电容C产生最大的损耗,变压器自身产生最大的铜损(I2R). 若工作于CCM方式,电感较大时,电流上升斜率低虽然这种状况下损耗最小,但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和. 所以设计时应使用一个折衷的方法,使峰值电流大小适中,峰值与直流有效值的比值比较适中. 只要调整一个合适的气隙,就可得到这一传递方式,实现噪音小,效率合理之佳况.5. 磁饱和瞬时效应.在瞬变负载状况下,即当输入电压为VINmax而负载电流为Iomin时,若Io突然增加,则控制电路会立即加宽脉冲以提供补充功率. 此时,会出现VINmax和Dmax并存,即使只是一个非常短的时间,变压器也会出现饱和,引起电路失控. 为克服此一瞬态不良效应,可应用下述方法:变压器按高输入电压(VINmax),宽脉冲(Dmax)进行设计. 即设定低的ΔB工作模式,高的原边绕组匝数,但此方法之缺点是使变压器的效率降低.例 : 60watts ADAPTER POWER MAIN X'FMRINPUT : 90 ~ 264 Vac 47 ~ 63 HZ ;OUTPUT : DC 19V 0 ~ 3.16A ; Vcc = 12VDC 0.1Aη≧ 0.83 ; f s =70KHZ ; Duty cylce over 50%△t ≦40o (表面) @ 60W ; X'FMR限高 21mm.CASE Surface Temperature ≦ 78℃ .Note : Constant Voltage & Current Design (CR6848,CR6850) Step1. 选择CORE材质,确定△B本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE 材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度相关参数如下: μi = 2400 ± 25% Pvc = 300KW /m2 @100KHZ ,100℃Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃Tc = 215℃为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.选△B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 TStep2 确定Core Size和 Type.1> 求core AP以确定 sizeAP= AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4式中 Pt = Po /η +Po 传递功率;J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .2> 形状及规格确定.形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mm AP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )Step3 估算临界电流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.即 : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 AStep4 求匝数比 nn = [VIN(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] VIN(min) = 90*√2 - 20 = 107V= [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]= 5.5 ≒ 6匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.CHECK Dmax:Dmax = n (Vo +Vf) / [VINmin + n (Vo + Vf)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52Step5 求CCM / DCM临ΔISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533Step6 计算次级电感 Ls 及原边电感 LpLs = (Vo + Vf)(1-Dmax) * Ts / ΔISB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uHLp = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH ≒ 460此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值.Step7 求CCM时副边峰值电流ΔispIo(max) = (2ΔIs + ΔISB) * (1- Dmax) / 2 ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) - (ΔISB / 2 )ΔIsp = ΔISB +ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) + (ΔISB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85AStep8 求CCM时原边峰值电流ΔIppΔIpp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 AStep9 确定Np、Ns1> NpNp = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整 Np =60Ts OR Np = 66Ts考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选Np = 60 Ts.2> NsNs = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts3> Nvcc求每匝伏特数Va Va = (Vo + Vf) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts∴ Nvcc = (Vcc + Vf) / Va =(12+1)/1.96=6.6 Step10 计算AIR GAPlg = Np2*μo*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mmStep11 计算线径dw1> dwpAwp = Iprms / J Iprms = Po / η/ VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676AAwp = 0.676 / 4 J取4A / mm2 or 5A / mm2= 0.1 (取Φ0.35mm*2)2> dwsAws = Io / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之Aw= 0.126mm2, 則 0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)3> dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J之取值.4> 估算铜窗占有率.0.4Aw ≧Np*rp*π(1/2dwp)2 +Ns*rs*π(1/2dws)2 + Nvcc*rv*π(1/2dwv)20.4Aw≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2≧ 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.260.4 * 125.3 = 50.1250.12 > 19.26 OKStep12 估算损耗、温升1.2.求出各绕组之线长.3.4.求出各绕组之RDC和Rac @100℃5.求各绕组之损耗功率6.加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如 : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm则 INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns =10Ts则 INS = 10*4.33 = 43.3 cmNvcc = 7Ts則 INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm查线阻表可知 : Φ0.35mm WIRE RDC =0.00268Ω/cm @ 100℃Φ0.40mm WIRE RDC = 0.00203Ω/cm @ 100℃Φ0.18mm WIRE RDC = 0.0106Ω/cm @ 100℃R@100℃ = 1.4*R@20℃求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.副边平均峰值电流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A 副边直流有效电流: Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕= √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A副边交流有效电流: Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A 求原边各电流值 :∵ Np*Ip = Ns*Is原边平均峰值电流 : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A原边直流有效电流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A原边交流有效电流: Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A求各绕组交、直流电阻.原边 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348ΩRpac = 1.6RPDC = 0.557Ω副边 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146ΩRsac = 1.6RSDC = 0.0243ΩVcc绕组 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω计算各绕组交直流损耗:副边直流损 : PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W交流损 : Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253WTotal : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W原边直流损 : PPDC = Irms2RPDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W交流損 : Ppac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W总的线圈损耗 : Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W2> 计算铁损 PFe查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2LP32 / 13之Ve = 4.498cm3PFe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W1.2.Ptotal = Pcu + PFe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W3.4.估算温升△t依经验公式△t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃估算之温升△t小于SPEC,设计OK.Step13 结构设计查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :X'FMR结构 :Np#13.2 / 3.22 -- AΦ0.35 * 2301LSHI#23.2 / 3.2SHI- 42mils * 1213LNs#33.2 / 3.28.9 - 6.7Φ0.4 * 6103LSHI#43.2 / 3.2SHI- 42mils * 1211LNp#53.2 / 3.2A -- 1Φ0.35 * 2301LNvcc#63.2 / 3.23 -- 4Φ0.1872L#7连结两A 点2L。
自激式反激变换器的分析与设计
随着VGS下降，开关S1开始关断。当t=t10时，电压VGS下降到开关S1的门限电平VTH，开关S1关断。这个阶段如图2(k)所示。
t=t5以后，电容Coss继续放电，绕组电压极性反向，如图2(g)所示。在这一阶段，驱动电压VO2+V2持续上升，使电流iZCD也持续上升，上升的电流iZCD使电压VGS上升，反过来加速电容COSS的放电，而进一步使VO2+V2上升，这个正反馈一直持续到电压VGS达到VTH(t=t6),开关S1导通进入恒流区。
t=t4以后，电流iZCD开始向相反的方向流动，电容CZCD, CISS开始重新充电，如图2(f)所示。电压VGS的上升导致集射极电压VQce上升，二极管Dbc关断，使晶体管Q1关断。同时电容Coss继续谐振放电，进一步降低了次级绕组V2。结果，电阻RZCD上的电压上升，使电流iZCD更快地上升。这一阶段在t=t5时结束，这时变压器上的电压下降到零。
为帮助理解变换器的工作状态，把图1中的电路在一个开关周期中的工作状态分解成图2中的十一个拓扑状态，包括电流和电压的参考方向，并在图3中展示了功率级平台和控制级平台的主要波形。
t=t0之前，电流iQce和电压VCZCD为正，开关管S1中CISS的电荷被晶体管抽取，开关管开始关断，导致电压VDS上升。
t=t0时刻，VDS达到VIN+NVo，整流管D1和D2开始导通。这一阶段如图2(b)所示，励磁电流iM瞬时从开关管S1转化到输出整流管D1和D2。由于输出电容CO1>>CO2，当电压VO2上升时电压VO1可近似看成恒定不变，这样电流i2相对于电流i1将下降得更快，如图3中(d)和(e)所示。由于这一阶段整流管D2是导通的，电阻RZCD上的电压VRZCD为-(VGS+VS+VCZCD)≈-(VGS+VCZCD),电流iZCD通过电阻RZCD使CISS和CZCD放电。同时，晶体管Q1截止，电流ie流过RF, RS, RL2组成的环路。值得注意的是晶体管Q1只有在它的基射极电压VQbe低于它的截止电压Ｖγ时才会关断。由图2(b)知，VQbe=ieRF+iS1RS≈ieRF,因为iS1RS<<ieRF，晶体管Q1在t0<t<t1期间截止（if ieRF<Ｖγ）.图2(b)的状态在t=t1时结束，这时VGS的电位降到了比晶体管Q1的VQbe低一个管压降，使基-集间PN结正向偏置。
反激变压器设计实战经验总结
反激变压器设计实战经验总结反激变换器设计（电源⽹rj44444 ⽹友提供）整理电源⽹lixuelei 2013年8⽉7⽇6:57:01开关电源的出现使得使⽤使⽤市电的设备告别了笨重的变压器和需要使⽤庞⼤散热器的线性稳压器，电⼦产品做到了更⼩的体积、更轻的重量和更⾼的效率。
但是，开关电源使得设计门槛⼤⼤提⾼，它要求设计者在电路和磁学上必须有深刻的理解。
介绍开关电源的书籍很多，但是⼤都过于繁杂，学习和消化完⼀本书需要⼤量的时间精⼒，⽽即便完成了这⼀艰巨的任务，设计者也不见得具备独⽴设计⼀个完整电源系统的能⼒。
这⾥笔者根据⾃⼰所学知识和实际经验谈下反激式开关电源的设计⽅法，并结合实例变压器设计的详细计算过程。
由于笔者接触开关电源时间不长，⽂中疏漏与不当之处难免，还望读者批评指正。
1. 基本反激变换器原理在讨论具体的设计步骤之前，我们有必要介绍⼀下反激式开关电源的原理。
对于反激式开关电源，在⼀个⼯作周期中，电源输⼊端先把能量存储在储能元件(通常是电感)中，然后储能元件再将能量传递给负载。
这好⽐银⾏的⾃动取款系统，银⾏⼯作⼈员每天在某⼀时间段向⾃动取款机内部充⼊⼀定数⽬的钱(相当于电源输⼊端向储能元件存储能量)，⼀天中剩下的时间⾥，银⾏⽤户从取款机中将钱取⾛(相当于负载从储能元件中获取能量)。
在银⾏⼯作⼈员向取款机充钱的时候，⽤户不能从取款机中取钱;客户正在取钱的阶段，银⾏⼯作⼈员也不会向存款机⾥⾯充钱。
这就是反激式开关电源的特点，任何时刻，负载不能直接从输⼊电源处获取能量，能量总是以储能元件为媒介在输⼊电源和负载间进⾏传递的。
下⾯来看图⼀，这是反激式变换器的最基本形式，也就是我们常说的buck-boost(或者flyback)拓扑。
当开关闭合时，输⼊电源加在电感L 上，流过电感的电流线性上升，上升斜率就是输⼊电压与电感量的⽐值(在这⾥以及以下讨论中，我们忽略了开关管的压降，但是不忽略⼆极管的压降，这将更符合后⾯关于离线式反激变换器的实际情况)，如下式：在之⼀过程中，电能转换成磁场能量储存在电感内，电感量⼀定时，时间越长流过电感的电流越⼤，电感中储存的能量也就越⼤，电感内部储能⼤⼩如下式：开关闭合期间，⼆极管 D 是反偏的，输⼊到输出端没有通路，电源输⼊端和电感都不向负载提供能量。
基于UC3843的反激式开关电源反馈电路的设计_陈小敏
0 引 言
用电路如图 2 所示 。
U C3843 是高性能固定频率电流模式控制器 ,专 为低压应用而设计 ,广泛用于 100 W 以下的反激式开 关电源中 。目前大多数开关电源都采用离线式结构 , 一般从辅助供电绕组回路中通过电阻分压取样 ,该反 馈方式的电路简单 ,但由于反馈不能直接从输出电压 取样 ,没有隔离 ,抗干扰能力也差 ,所以输出电压中仍 有 2 %的纹波 ,对于负载变化大和输出电压变化大的 情况下响应慢 ,不适合精度要求较高或负载变化范围 较宽的场合[1 ] ,为了解决这些问题 ,可以采用可调式精 密并联稳压器 TL431 配合光耦构成反馈回路 。
过发 光 二 极 管 最 大 电 流
If
=
Ic CTR
=
7 mA 0. 8
=
8 . 75 mA ,所以 Rs <
Uout - U ka - Uf 8. 75 mA
,同时发光二极
管能承受的最大电流为 50 mA , TL431 为 100 mA ,故
取 流 过 Rs 的 最 大 电 流 为 50 mA , Rs >
TL 431 的工作电流 Ika 范围在 1 mA 到 100 mA 之
间 ,当 Rs 的电流接近于零时 ,也必须保证 Ika 至少为
1 mA ,所以
Rbias
<
1
Uf mA
=
1. 2 V 1 mA
=
1. 2
kΩ
(3)
式中 , Uf 为 PC817A 发 光 二 极 管 的 正 向 压 降 , Uf =
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计首先要搞清系统稳定所必需的几个条件：系统稳定的原则：A,系统环路总增益在穿越频率（或叫剪切频率，截止频率，交越频率，带宽都是它）处的增益为1或0Db。
高的穿越频率能保正电源快速响应线性和负载的突变，穿越频率受到开关频率的限制，根据采样定理穿越频率必需小于开关频率的一半，因为开关频率可以在输出端开出来，但这个频率必须不被反馈环传递，否则系统将会振荡并如此恶性循环。
实际应用中一般取开关频率的1/4或1/5。
B，在系统在穿越频率处的总相位延迟必需小于（360-45）315度。
45度为相位裕量。
当相位裕量大于45度时，能提供最好的动态响应，高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间获得最少的过冲。
C，系统的开环增益曲线在穿越频率附近的斜率应为-1过0Db。
因为具有-1增益斜率的电路，相位延迟不会超过90度（这里指的是系统总的开环增益曲线）。
要满足上面的三个准则，必需知道如何计算系统中各环节的增益和相位延迟。
要知道如何计算必需先搞清楚以下几个概念：1．系统的传递函数：系统的传递函数定义为输出变动量除以输入变动量也叫增益。
每一部份的传递函数均为该部份的输出除以输入，也叫该部份的增益。
系统的增益即为各环节部份增益的乘积。
增益可以用数值方式表示也可以用Db（分贝）方式表示。
传递函数由幅值和相位因素组成（幅值也就是增益），并可以在博得图上分别以图形表示。
通常我们要把传输函数因式分解成各因式相乘的形式，以便于得到零点各极点。
2．极点：数学上，在传输函数方程中，当分母等于零时出现极点，在博得图上当增益以-1斜率开始递减时的点为一个极点。
3．零点：数学上，在传输函数方程中，当分子等于零时出现零点，在博得图上当增益以+1斜率开始递增时的点为零点，并伴随着90度的相位超前。
第二种零点，即右半平面零点，增益仍以+1斜率递增，它将引起90度的相位滞后而非超前，设计时应使系统的穿越频率大大低于右半平面零点。
LM3488不连续模式反激设计实例(译文)
开关电源设计：不连续模式反激变压器米歇尔Sclocchi 编著 michele.sclocchi@应用工程师 美国国家半导体典型的反激变换器3输出电源:输入电压:最小输入电压: Vi min 30v olt ⋅:=最大输入电压:Vi max 50v olt ⋅:=输出:标称输出电压, 最大输出纹波,最小输出电流, 最大输出电流V o15v olt ⋅:= V rp110m V ⋅:= Io1min 0.250am p ⋅:= Io1max 5am p ⋅:=V o212v olt ⋅:=V rp220m V ⋅:= Io2min 0.250am p ⋅:= Io2max 1am p ⋅:=V o312v olt ⋅:=V rp320m V ⋅:=Io3min 0.250am p⋅:=Io3max 1am p ⋅:=Vo1Vo2Vo3(负)Vd fw 0.6v olt ⋅:= ( 二极管正向压降)Po min Vo1Vd fw +()Io1min ⋅Vo2Vd fw +()Io2min ⋅+Vo3Vd fw +()Io3min⋅+:= Po min7.7w att = Po max Vo1Vd fw +()Io1max ⋅Vo2Vd fw +()Io2max ⋅+Vo3Vd fw +()Io3max ⋅+:= Po max53.2w att =开关频率：fsw 150k Hz ⋅:= T 1fsw:=T 6.667μsec =变压器效率:η0.95:=1) 开关场效应管的最大应力 :-定义反激变换器的电压互感: VfmKfb 0.8:= (Kfb 是介于1到0.5的一个值) Vfm Kfb Vi min⋅:= Vfm 24v olt = Nps1Vf m Vo1Vd fw+:=Nps1 4.286=-开关场效应管的最大开关电压:Vds max F spike 1+()Vi max Vfm +()⋅:=Vds max 103.6v olt = 安全系数 (假设尖脉冲是直流电压的30%)-泄漏电感系数: Klk 0.95:=(Klk =0.95 意思是泄漏电感是初级电感的5%)-变压器 的总储能: Wfly(能源送到输出能量损失再加上泄漏的电感)W l ptot 1Klk:= Wl ptot 1.053= Wf ly Wl ptot Po max⋅f sw:=W fly 3.73333104-⨯joule =2) 最大和最小占空比 : Dmax and Dmin保持不连续的运作模式,最大持续工作时间时间必须< 0.5: Ton + Tr + Tdt = T(工作时间+重置时间+停滞时间= 1 /开关频率)-选择最小占空比的时间:D dt 0.1:=-工作时间期间通过开关场效应管的最大压降:场效应管的导通电阻: Rds on 0.06ohm ⋅:= Vds on Po max ηVi min⋅Rds on ⋅:=Vds on 0.112v olt =F 尖脉冲 0.4 :=Vfb Nps1Vo1Vd fw +()⋅:=Ton max Vf b 1D dt -()⋅T⋅Vi min Vds on -()Klk ⋅Vf b+:=Ton max 2.748μsec = Ton min Vf b 1D dt -()⋅T⋅Vi max Vds on -()Klk ⋅Vf b+:=Ton min 2.017μsec =-最大占空比D max Ton maxT :=D max 0.412=-最小占空比D min Ton minT :=D min 0.303=3) 初级电流:- 初级峰值电流:Ip pk 2W f ly ⋅f sw⋅Vi min D max ⋅:=Ip pk 9.056am p=- 初级平均电流: Ip rms Ip pk 3Ton maxT⋅:=Ip rms 3.357am p =- 初级直流电流Ip dc Po maxVi min η⋅:=Ip dc 1.867am p =- 初级交流电流: Ip ac Ip rms 2Ip dc2-:=Ip ac 2.79am p =4) 初级电感:储存能量：E Lp Ip 2⋅2:==Po T ⋅ and Ip Vo min Ton max⋅Lp:=Edt Vi min Ton max⋅:=Edt 8.245105-⨯v olt sec ⋅=-初级电感量: Lp 2Wf ly ⋅Ip pk2:=Lp 9.105μH =5) 次级电流和匝数比(次级/初级) : Nsp1 & Nsp2Nsp1Vo1Vd fw+Vf b:=Nsp10.233=Nsp2fw Vf b:=Nsp20.525=Nsp3Vo3Vd fw+Vf b:=Nsp30.525=1 Nsp14.286=1Nsp21.905=1Nsp21.905=-主路输出: -次级峰值电流Is1pkIo1max2⋅1D max-D dt-:=Is1pk20.503am p=- 次级平均电流Is1rmsIs1pk31D max-D dt-⋅:=Is1rms8.267am p=- 次级交流电流:Is1ac Is1rms2Io1max2-:=Is1ac 6.584am p=- 次级电感量 :Ls1Nsp12Lp⋅:=Ls10.496μH=-第一辅路输出:- 次级峰值电流:Is2pkIo2max2⋅1D max-D dt-:=Is2pk 4.101am p=- 次级均值电流:Is2rmsIs2pk31D max-D dt-⋅:=Is2rms 1.653am p=- 次级交流电源:Is2ac Is2rms2Io2max2-:=Is2ac 1.317am p=- 次级电感 :Ls2Nsp22Lp⋅:=Ls2 2.51μH=-第二辅路输出- 次级峰值电流:Is3pkmax1D max-D dt-:=Is3pk 4.101am p=-次级均值电流:Is3rmsIs3pk31D max-D dt-⋅:=Is3rms 1.653am p=- 次级交流电流Is3ac Is3rms2Io3max2-:=Is3ac 1.317am p=- 次级电感:Ls3Nsp32Lp⋅:=Ls3 2.51μH=6) 通过输出二极管的最大应力: Vdiode二极管负极施加的最大电压Vdiode1max Vi max Nsp1⋅Vo1+:=Vdiode1max16.667v olt=Vdiode2max Vi max Nsp2⋅Vo2+:=Vdiode2max38.25v olt=Vdiode3max Vi max Nsp3⋅Vo3+:=Vdiode3max38.25v olt=用交流电压Va-c选择二极管 Va-c>> Vdiode.max, 并且是超快开关二极管7-a) 输出纹波技术参数: 输出电容- 次级电感 :Ls2Nsp22Lp⋅:=Ls2 2.51μH=在不使用额外的LC滤波器达到输出温波技术参数的输出电容必须符合两个条件:- 满足标准电容容量定义: I=C*dV/dt 这里的 t 是工作时间, V is 允许输出纹波电压的25% 。
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin ～VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq ×95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq ×95% 。
2. 一次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝比n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。
4. 最大占空比的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。
一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。
-----------------------------------------------------------------------------上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。
-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。
如何消除反激式转换器于启动期间MOSFET 之过应力
林昆余 AN010 – Jun 2014
如何消除反激式转换器于启动期间 MOSFET 之过应力
How to Eliminate Over Stress of MOSFET during Start-up of Flyback Converter
色， “如何消除反激式转换器于启动期间 MOSFET 之过应力” ， 乃为本文探讨之重点，探讨将从反激式转换器控制器设计、回 路稳定度和缓冲电路设计三大方向展开。 二、 反激式控制器设计－RICHTEK 内嵌软启动功能 图一为典型的反激式转换器应用电路。图二为典型的反激式转 换器功能方块图。当 VDD 电压达到控制 IC 启动门坎电压 (VTH_ON)时，控制 IC 即会开始运作，它会首先启动软启动功能 (Soft Start, SS)。 控制 IC 内之振荡器(Oscillator)产生时钟信号(Clock)来设定 S-R 触发器(S-R Flip-Flop)之 S 端(Set)；透过取得反馈电压(VCOMP) 或定功率(Constant Power) 之电流限制信号 (Current Limit ， VCS_CL) 二者之电压最低信号与流过电流侦测电阻(RCS)之电压 (VCS)经由脉宽调制比较器(PWM Comparator)触发 S-R 触发器 之 R 端(Reset)，决定 GATE 端之脉冲宽度。
开关管关闭时，二次侧二极管导通流过电流，该电流(ISec_Diode) 通过映射以后反映至一次侧，在电流侦测电阻上形成隐含的电 压(VCS)，其下降斜率(mF)为：
mF
n Vo VF LP
n
NP NS
其中 Vin 为跨于变压器一次侧两端之输入电压；LP 为变压器一
AN010
系统讲解VIPER26LD反激电源的参考设计
系统讲解VIPER26LD反激电源的参考设计
ST 公司的VIPER26LD 是一种离线转换器，由一个800V 雪崩耐用性电源、一个PWM 控制器构成，用户更关注以下要素：过流限制、反馈网络断线的保护、迟滞热保护、软启动和安全自动启动(故障情况下)等全方面都有更高的要求。
该器件提前频率抖动降低了EMI 滤波器的成本。
突发模式操作和非常低电耗，有助于满足节能法规所定的标准。
1.方案设计的系统框图及原理图
图1 VIPER26LD 内部方框图
图2 VIPER26LD 方案原理图2.VIPER26LD 主要特性
• 800V 雪崩耐用电源
• PWM 操作，频率抖动，用于低EMI
•工作频率
- 60kHz 的L 型
- 115kHz 的H 型
•待机功耗，50mW~265VAC
•限制电流设定点可调
•板载软启动
•故障状态后安全自动重启
•迟滞热关断
3.VIPER26LD 的应用
•辅助电源电器。
介绍反激变换器的设计步骤
介绍反激变换器的设计步骤反激变换器是一种常用的开关电源电路，常见于电子设备中，用于将输入交流电转换为所需的直流电。
下面将介绍反激变换器的设计步骤。
设计反激变换器的步骤如下：1.确定需求和要求：首先需要明确设计的目标，包括输入电压范围、输出电压、输出电流、效率要求等。
根据这些需求，选择相应的元件和电路拓扑。
2.选择变压器：根据输入输出电压的要求和功率计算，选择合适的变压器。
变压器的参数包括输入侧和输出侧的匝数，磁链峰值，相互感应强度等。
选择合适的变压器可以提高系统的效率和性能。
3.选择开关管和二极管：开关管是反激变换器的核心元件，主要承担开关功能，输出控制电流。
选择合适的开关管需要考虑其导通和关断性能，以及压降和功率损耗。
二极管用于接通开关管后的电流，选择合适的二极管可以减少反向回馈电流和损耗。
4.选择辅助元件：辅助元件包括电感、电容和滤波电路等。
电感用于储存和释放能量，电容用于平滑和滤波输出电压。
根据系统的设计要求和计算结果，选择合适的电感和电容，以满足输出电压和电流的稳定性和纹波的要求。
5.选择控制芯片和反馈电路：控制芯片用于监测输入输出电压和电流，并调整开关管的导通和关断时间，以维持输出电压稳定。
选择合适的控制芯片需要考虑其功能、性能和成本等因素。
反馈电路用于将输出电压与参考电压进行比较，并通过控制芯片进行调整。
设计反馈电路需要根据输出电压范围和精度要求选择合适的元件和电路拓扑。
6.进行仿真和优化：使用电路仿真软件对设计的反激变换器进行仿真和优化。
通过仿真可以评估系统的性能和性能，例如效率、纹波电流、纹波电压等，从而进行调整和优化。
7.确定PCB布局和散热设计：根据设计和仿真结果，进行PCB布局和散热设计。
合理的PCB布局可以提高系统的抗干扰性能和稳定性，减少横纹电流和噪声。
散热设计可以提供合适的散热方式和散热面积，以保证系统的稳定性和寿命。
8.原型制造和调试：根据设计和布局结果，制造反激变换器的原型，并进行调试和测试。
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(2)
G0 Vin GFB ωp1 2 R Co
fs R 1 2 Lp (Sn Se )
1 ωp2 2 fs D (1 1 ) M
2
ωz1
1 Rc Co
(ESR 左半平面零点)
ωz2
n2 R M (1 M) Lp
Gain (dB)
0
fp1
-1 0 +1
fz1
Frequency (Hz)
fz2
图二、CCM 1P2Z 的转移函数图
非连续导通模式 (DCM)的转移函数
s s (1 ) (1 ) ˆo (s) v ωz1 ωz2 G0 s s ˆcomp (s) v (1 ) (1 ) ωp1 ωp2
从前面的分析得知，不同的操作点有着不同的零极点位置以及不同的低频直流增益，所以存在着许多设计补偿电路的方法。基本上 一个 Type II 的补偿器 (一个零频率的极点，随着一个低频零点以及一个极点) 最适合做此类的补偿。如果用一个低频零点来补偿 功律电路的低频极点，同时利用高频极点来补偿 ESR 零点，这样将容易获得较好的相位裕量。 利用补偿器的中频段增益来设定适 当的交越频率，系统将有相当好的稳定度。 一种简单实用的方法便是先设定好一个“目标回路增益”(target loop gain)为：
n2 Vo VIN2 2 LP fS (VIN nVo )2
(3)
不同工作点的零极点变化
表一为范例中的直流增益以及零极点位置的计算结果。图五为输入电压与负载电流变化的波德示意图。可以看出，当低输入电压与 高负载时，增益曲线较低；反之，高输入电压与轻载时，增益曲线较高。这个事实关系到如何选择工作点作为反馈设计的基准，很 显然，低输入电压与重载条件做为反馈设计点是比较恰当的。也就是说在这样的条件下，如果拥有足够的相位裕量，通常也能延伸 到其他工作点有着更好的相对稳定裕量。 表一、不同工作点的直流增益与零极点位置 VIN (V) IO (A) Mode G0 (dB) fP1 (Hz) fP2 (Hz) fZ1 (Hz) fZ2 (Hz) 90 3.0 CCM 13.1 59.0 NA 3.9k 16.5k 180 3.0 CCM 16.5 53.0 NA 3.9k 44.2k 270 3.0 CCM 17.0 57.0 NA 3.9k 75k 360 3.0 DCM 17.1 58.5 21.7k 3.9k 106k 90 3.0 CCM 13.1 59.0 NA 3.9k 16.5k 90 2.0 CCM 15.6 44.0 NA 3.9k 24.7k 90 1.0 DCM 17.0 19.5 25k 3.9k 49.5k 360 3.0 DCM 17.1 58.5 21.7k 3.9k 106k 360 2.0 DCM 18.8 39.0 32.6k 3.9k 160k 360 1.0 DCM 21.8 19.5 65k 3.9k 319k
Application Note
王信雄
AN017 – Jun 2014
离线式反激转换器的反馈设计
Feedback Control Design of Off-line Flyback Converter
摘要
离线式反激转换器 (off-line flyback converter) 的反馈控制经常困扰着电源工程师，因为牵涉到连续导通模式 (continuous conduction mode, CCM) 与 非 连 续 导 通 模 式 (discontinuous conduction mode, DCM) 的 小 信 号 模 型 、 TL431 与 光 耦 合 器 (opto-coupler)的特殊反馈补偿模式，使得反馈参数的设计，还流于试误(cut and try)模式。本设计指南提供完整的理论设计，从功 率级的转换函数到设计 TL431 与光耦补偿器，使得系统获得良好的相位裕度(phase margin)，达到瞬时稳定度的要求。本文将利用 Mathcad 软件做理论计算，同时以 Simplis 模拟做比较验证。 此法可应用于立锜科技 RT773x 系列离线式反激控制 IC 的电路设 计中。
S (1 D)3 (1 2 e ) D 1 τL Sn ωp1 R Co
ωz1
ωz2
1 Rc Co
(1 D)2 n2 R D Lp
(ESR 左半平面零点)
(右半平面零点)
AN017
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Gain (dB)
0
fp1
-1 0 +1
fp2
0
fz1
fz2
Frequency (Hz)
图三、DCM 2P2Z 的转移函数图
工作点与极零点变化
举一个常规的应用例子来说明：一个反激转换器，输入电压范围为 90V 到 360V，负载范为为 0 到 3A，输出电压为 12V。并有着 下列的电路参数 : LP = 1.1mH, NP : NS = n = 7.7, CO = 1360μF, RESR = 30 mΩ, RS = 0.56Ω, fS = 65kHz, Se = 3.46 x 104 V/sec, GFB = 0.3333。(其中 Se 与 GFB 必须由控制 IC 提供)根据反激转换器的工作原理[4]，在常规的设计里，高输入电压与轻载状态总是让 转换器倾向于非连续导通模式；反之，低输入电压与重载的条件下，转换器会走向连续导通模式。其间存在着一条所谓 CCM 与 DCM 的边界曲线，如图四所示，在曲线上方为 CCM 工作模式，曲线下方为 DCM 工作模示。(3)式就是代表这条曲线的方程式。
连续导通模式(CCM)的转移函数(transfer function)
ˆo (s) v G0 ˆcomp (s) v
(1
s s ) (1 ) ωz1 ωz2 s (1 ) ωp1
(1)
其中，
G0
n R GFB Rs (1 D)2 τL
1 S 1 2 e Sn 2M 1
fs : 切换频率
M
n Vo : 电压转换比 Vin
: 变压器匝数比
n
Np Ns
τL
Sn
2 Lp fs n2 R
: 时间常数
Vin Rs : 导通时间初级电流检知电压上升斜率 (单位: V/sec) Lp
Se : 外加电压斜率 (单位: V/sec)
GFB
ˆRS v : 小信号增益 ˆFB v
AN017
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1
离线式反激转换器的反馈设计
一、适用范围 : 次级稳压反激转换器
绝大部份反激转换器都采用次级稳压的峰值电流控制(peak current mode control)来完成调节输出电压的反馈方式 ， 图一为其简图。 次级输出电压经过光耦与 TL431 电路，在初级侧形成电压 VCOMP，这个电压与初级峰值电流比较，决定开关晶体管 Q 的占空比， 完成负反馈稳压的作用。其中，RS 为初级电流检测电阻，CTR 为光耦的电流传递比(current transfer ratio)，GFB 为小信号增益 (在 RT773x IC 内部设计为 1/3)，Se 为消除次谐波振荡(sub-harmonic oscillation) 所外加的斜率补偿(slop compensation)。 为方便后续的推导与说明，电路做了基本的假设如下： 开关器件 Q 与次级二极管 D 为理想组件 变压器视为理想器件 TL431 的开回路增益为无限大 (常规的开路增益约 50 ~ 60dB) 光耦的电流传递比为一常数
3.5 3.0 负载电流 (A) 2.5 2.0 1.5 1.0 0.5
0.0
90 135 180 225 270 315 360 输入电压 (V)
图四、CCM 与 DCM 边界曲线
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5
离线式反激转换器的反馈设计
Io
fp1
Heavy Load
fp1
Heavy Load
fz1
Frequency (Hz)
fz2
Frequency (Hz)
fz1
fp2
图五、改变工作点的增益曲线变化 AN017 © 2014 Richtek Technology Corporation 6
离线式反激转换器的反馈设计
三、反馈补偿电路设计
二、功率电路的小信号模型
在许多不同的参考文献中可以找到不同的反激转换器小信号模型[1-3]，这些模型都是基于状态平均(state averaging)法推导的，可 能是因为简化或假设条件不同而有些许差异 。 本文乃采用 Christophe Basso 的小信号模型作反馈补偿设计[1] 。 从实用的角度而言 ， 所有小信号模型都将得到近似的结果。
CCM
Gain (dB) Gain (dB)
DCM
High Line
fp1
Low Line
fz1
Frequency (Hz)
fz2
Frequency (Hz)
fz1
fp2
CCM
Gain (dB) Gain (dB)
DCM
Light Load
Light Load
1. 2. 3. 4.
其中，光耦的电流传递比是一个极非线性的数值，随着工作点(通过光耦二极管的电流)的变动，电流传递比也会随着变化。但为了 方便说明与推导起见，姑且将其视为定值。在常规的应用中，流过光耦二极管的电流很低，可能低于 1mA，导致电流传递比可能 小于 20%。
其他名詞與符號定義如下：