功率器件损耗计算(附件)
功率器件损耗计算
功率器件损耗计算功率器件的损耗计算是电力系统设计中非常重要的一部分。
功率器件损耗是指在功率器件（如变压器、线路、电机等）中转化过程中消耗的能量，主要表现为热量的形式。
对于电力系统而言，合理估算和控制功率器件的损耗，可以提高系统的效率，减少能源的浪费。
首先，我们需要明确功率器件的类型和工作原理，以便准确估算其损耗。
常见的功率器件包括变压器、电动机、发电机、电缆等。
不同的功率器件有不同的损耗计算方法。
对于变压器而言，其损耗主要包括铜损和铁损。
铜损是由于电流通过变压器的线圈时产生的电阻而造成的损耗，可以通过欧姆定律计算。
铁损则是由于变压器的铁芯在磁场作用下产生涡流和剩磁损耗而引起的，可以通过变压器的参数和工作条件来计算。
对于电机而言，其损耗主要包括铜损、机械损失和铁损。
铜损和铁损的计算方法与变压器类似。
机械损失主要包括轴承摩擦损失、风阻损失等，可以通过测量和实验进行估计。
对于发电机而言，其损耗主要包括电枢损耗、铁损和机械损失。
电枢损耗是由于电流通过发电机的电枢时引起的铜损，可以通过测量和实验进行估算。
铁损和机械损失的计算方法与上述类似。
对于电缆而言，其损耗主要包括电阻损耗和电介质损耗。
电阻损耗是由于电流通过电缆的导体时引起的铜损。
电介质损耗是由于电缆的绝缘材料在电场作用下引起的能量损耗，可以通过测量和实验进行估算。
除了以上常见的功率器件，还有很多其他的器件（如开关、保护器等）在电力系统中也会引起一定的损耗。
这些损耗可以通过测量、实验和理论计算等方法进行估算。
总的来说，功率器件的损耗计算需要考虑器件的类型、参数和工作条件等因素，并结合实际情况进行估算。
合理估算和控制功率器件的损耗，可以提高电力系统的效率，减少能源的浪费，对于电力系统的设计和运行至关重要。
功率半导体元件的损耗计算分析方法
功率半导体元件的损耗计算分析方法导通损耗：导通损耗是在功率器件导通状态下消耗的功率，主要由导通电阻和开关元件的导通电压引起。
导通电流越大、导通压降越大，导通损耗也就越大。
关断损耗：关断损耗是在开关管和二极管关断时消耗的功率，主要由开关过程中的存储电荷和关断电压引起。
关断电流越大、关断压降越大，关断损耗也就越大。
2.导通损耗计算方法导通损耗的计算方法主要有两种：基于静态条件的方法和基于动态条件的方法。
基于静态条件的方法：即根据功率半导体元件的静态参数来计算导通损耗。
主要考虑的静态参数有导通电阻和导通电流。
导通损耗可以通过下式计算得到：Pcon = Rcon * Icon^2其中，Pcon为导通损耗，Rcon为导通电阻，Icon为导通电流。
基于动态条件的方法：即根据功率半导体元件的开关特性来计算导通损耗。
主要考虑的动态参数有开关时间和导通电压。
导通损耗可以通过下式计算得到：Pcon = Ucon * Icon * tsw其中，Pcon为导通损耗，Ucon为导通电压，Icon为导通电流，tsw 为开关时间。
3.关断损耗计算方法关断损耗的计算方法主要有两种：基于静态条件的方法和基于动态条件的方法。
基于静态条件的方法：即根据功率半导体元件的静态参数来计算关断损耗。
主要考虑的静态参数有关断电流和关断电压。
关断损耗可以通过下式计算得到：Psw = Isw * Vsw其中，Psw为关断损耗，Isw为关断电流，Vsw为关断电压。
基于动态条件的方法：即根据功率半导体元件的开关特性来计算关断损耗。
主要考虑的动态参数有开关时间和存储电荷。
关断损耗可以通过下式计算得到：Psw = Qrr * Urr * fsw其中，Psw为关断损耗，Qrr为存储电荷，Urr为反向恢复电压，fsw 为开关频率。
4.总损耗计算方法总损耗为导通损耗和关断损耗之和。
根据上述导通损耗和关断损耗的计算方法，可以得到总损耗的计算方法：Ptotal = Pcon + Psw其中，Ptotal为总损耗，Pcon为导通损耗，Psw为关断损耗。
MOS管功耗计算
计算功率耗散要确定一个MOSFET场效应管是否适于某一特定应用，需要对其功率耗散进行计算。
耗散主要包括阻抗耗散和开关耗散：PDDEVICETOTAL=PDRESISTIVE+PDSWITCHING由于MOSFET的功率耗散很大程度上取决于其导通电阻(RDS(ON))，计算RDS(ON)看似是一个很好的着手之处。
但MOSFET的导通电阻取决于结温TJ。
返过来，TJ 又取决于MOSFET中的功率放大器耗散和MOSFET的热阻(ΘJA)。
这样，很难确定空间从何处着手。
由于在功率耗散计算中的几个条件相互依赖，确定其数值时需要迭代过程(图1)。
这一过程从首先假设各MOSFET的结温开始，同样的过程对于每个MOSFET单独进行。
MOSFET的功率耗散和允许的环境温度都要计算。
当允许的周围温度达到或略高于电源封装内和其供电的电路所期望的最高温度时结束。
使计算的环境温度尽可能高看似很诱人，但这通常不是一个好主意。
这样做将需要更昂贵的MOSFET、在MOSFET下面更多地使用铜片，或者通过更大或更快的风扇使空气流动。
所有这些都没有任何保证。
在某种意义上，这一方案蒙受了一些“回退”。
毕竟，环境温度决定MOSFET的结温，而不是其他途径。
但从假设结温开始所需要的计算，比从假设环境温度开始更易于实现。
对于开关MOSFET和同步整流器两者，都是选择作为此迭代过程开始点的最大允许裸片结温(TJ(HOT))。
大多数MOSFET数据参数页只给出25°C的最大RDS(ON)，，但近来有一些也提供了125°C的最大值。
MOSFETRDS(ON)随着温度而提高，通常温度系数在0.35%/°C至0.5%/°C的范围内(图2)。
如果对此有所怀疑，可以采用更悲观的温度系数和MOSFET在25°C规格参数(或125°C的规格参数，如果有提供的话)计算所选择的TJ(HOT)处的最大RDS(ON)：RDS(ON)HOT=RDS(ON)SPEC×[1+0.005×(TJ(HOT)?TSPEC)]其中，RDS(ON)SPEC为用于计算的MOSFET导通电阻，而TSPEC为得到RDS(ON)SPEC 的温度。
电力电子器件损耗的测试与计算研究
电力电子器件损耗的测试与计算研究夏兴国【摘要】电力电子器件是功率变换装置系统的主要组成部分，在工作中会产生功率损耗，降低了能量转换效率，损耗过大还会影响到器件自身安全和系统的性能指标。
以Buck电路为对象作为器件IGBT损耗测试的实验平台，设定了几种器件损耗的主要影响因素，并建立基准值。
通过这些影响因素的来同取值对IGBT反复测试，测出示波器中IGBT工作时的电压和电流波形后，转化成数据的方式来保存输出结果到计算机，利用算法编程来计算出相应损耗功率值。
最后，对影响损耗的相关因素进行分析和总结。
%Power electronic devices produced power loss in its work, which was the main component of the power converter system, and reduced the energy conversion efficiency, excessive loss also menaced the device's own security and performance indicators. The experimental platform of the IGBT loss test based on the Buck circuit, and the main influencing factors are set up, and the reference value is established. The voltage and current waveforms of the IGBT in the oscilloscope are measured after the IGBT losses are repeated testing with the different values of the influence factors, and saved the output of the data to the computer, used the algorithm programming to calculated the corresponding loss power value. In the end, the related factors affecting the loss are analyzed and summarized.【期刊名称】《齐齐哈尔大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2016(000)001【总页数】5页(P1-5)【关键词】电力电子器件;IGBT;开关损耗;功率损耗;测试【作者】夏兴国【作者单位】马鞍山职业技术学院，安徽马鞍山 243031【正文语种】中文【中图分类】TP301.6随着电力电子器件开关频率的提高和开关容量的增加，如何正确计算出器件工作的功率损耗，对选取合适的器件及散热装置、电路拓扑和优化策略中都起到了重要作用。
常见器件损耗计算
常见器件损耗计算方法----开关电源电磁元件类输入滤波器 差模电感器以铜损为主，器件工作频率低，故磁损忽略哪些参数来自Datasheet/承认书？---常温24℃下直流电阻值R 0 Max哪些参数需要设计提供或实测提供？--常温24℃下直流电阻值R 0、输入有效电流值I RMS工作条件下的电阻值由于工作温度作用，需重新计算，最高工作温度定义为110℃，电阻值R 110为50.23424)50.234110(0110++=R R (234.5表示铜的K 值常数，铝的K 值常数是228.1)铜损为1102R I P RMS cu = (工作频率低，忽略趋肤效应；对称绕制，忽略邻近效应)共模电感器以铜损为主，由于噪声的Vt 值小，故磁损忽略哪些参数来自Datasheet/承认书？---常温24℃下直流电阻值R 0 Max哪些参数需要设计提供或实测提供？--常温24℃下直流电阻值R 0、输入有效电流值I RMS工作条件下的电阻值由于工作温度作用，需重新计算，最高工作温度定义为110℃，电阻值R 110为50.23424)50.234110(0110++=R R (234.5表示铜的K 值常数，铝的K 值常数是228.1)铜损为1102R I P RMS cu = (工作频率低，忽略趋肤效应；对称绕制，忽略邻近效应)PFC 电路 PFC 电感器以铜损为主，磁损为副，磁芯磁导率/工作状态表现为增量磁导率，即在一定偏置磁场下叠加一振幅较小的交变磁场；磁芯损耗只能近似采用标准功耗测试的一定频率和工作磁密下的正弦波损耗进行计算；哪些参数来自Datasheet/承认书？---常温24℃下直流电阻值R 0 Max ，磁芯体积Ve 、电感量L哪些参数需要设计提供或实测提供？--常温24℃下直流电阻值R 0、输入有效电流值I RMS 、 最大电流峰值：低压输入时峰值处的纹波电流di 、工作频率f铜损计算：工作条件下的电阻值由于工作温度作用，需重新计算，最高工作温度定义为110℃，电阻值R 110为50.23424)50.234110(0110++=R R (234.5表示铜的K 值常数，铝的K 值常数是228.1)铜损为1102R I P RMS cu =附：若考虑趋肤效应的影响，按下式进行趋肤效应下的电阻计算 (圆铜线按直径，铜皮或扁平线按厚度)：30038.00035.096.0x x R R dcac++= )20(00393.01-+=T fdx d 线径(inch) f 工作频率(Hz) T 工作温度(℃)磁损计算：工作时的工作磁密最大值：AeN LdidB Ae dB N Ldi ∙=→∙∙= L 是工作状态时的电感量，磁芯100℃下的损耗公式，也可通过查磁芯损耗图获得相同信息(损耗公式来自于此)： 铁氧体类PC40相当材：d c Fe dB af P = P Fe 磁芯单位损耗mW/cm 3 dB 工作磁密kG f 工作频率kHz铁氧体类PC44相当材：d c Fe dB af P = P Fe 磁芯单位损耗mW/cm 3 dB 工作磁密kG f 工作频率kHz粉芯材料相当材：粉芯材料由于均匀气隙分布，我们认为损耗值与温度无关；FeSiAl 粉芯材料损耗公式--损耗与磁导率无关：46.10.2dB fP Fe = P Fe 磁芯单位损耗mW/cm 3 dB 工作磁密kG f 工作频率kHz附：参考损耗曲线图—推导损耗公式：查磁芯手册中对应磁芯的体积Ve ，计算功耗Ve P P Fe Core ∙= P core 磁芯损耗mW P Fe 磁芯单位损耗mW/cm 3 Ve 磁芯体积mm 3总损耗P Total 为Core Cu Total P P P +=DC~DC 电路 谐振电感器以磁损为主，铜损为副，不考虑邻近效应磁芯磁导率/工作状态表现为振幅磁导率，即交变磁场单向或双向振幅大的磁导率； 磁芯损耗只能近似采用标准功耗测试的一定频率和工作磁密下的正弦波损耗进行计算；哪些参数来自Datasheet/承认书？---常温24℃下直流电阻值R 0 Max ，磁芯体积Ve 、电感量L哪些参数需要设计提供或实测提供？--常温24℃下直流电阻值R 0、输入有效电流值I RMS 、 (最高)工作频率f铜损计算：工作条件下的电阻值由于工作温度作用，需重新计算，最高工作温度定义为110℃，电阻值R 110为50.23424)50.234110(0110++=R R (234.5表示铜的K 值常数，铝的K 值常数是228.1)铜损为1102R I P RMS cu =附：若考虑趋肤效应的影响，按下式进行趋肤效应下的电阻计算 (圆铜线按直径，铜皮或扁平线按厚度)：30038.00035.096.0x x R R dcac++= )20(00393.01-+=T fdx d 线径(inch) f 工作频率(Hz) T 工作温度(℃)磁损计算：工作时的工作磁密最大值：AeN LdidB Ae dB N Ldi ∙=→∙∙= L 是工作状态时的电感量，由于谐振电感器的电感量要求基本不变化，与来料的承认书要求一致；di 取电感器输入有效电流值I RMS ；dB 是双向工作状态，故工作时的磁密取值为2Bm ，所以以下的磁芯损耗取值为Bm磁芯100℃下的损耗公式，也可通过查磁芯损耗图获得相同信息(损耗公式来自于此)： 铁氧体类PC40相当材：dm c Fe B af P = P Fe 磁芯单位损耗mW/cm 3 dB 工作磁密kG f 工作频率kHz铁氧体类PC44相当材：d m c Fe B af P = P Fe 磁芯单位损耗mW/cm 3dB 工作磁密kG f 工作频率kHz粉芯材料相当材：粉芯材料由于均匀气隙分布，我们认为损耗值与温度无关； MMP –26材粉芯材质：55.225.1437.5dB f P Fe = P Fe 磁芯单位损耗mW/cm 3 dB 工作磁密kG f 工作频率kHzMMP –60材粉芯材质：24.241.1625.0dB f P Fe = P Fe 磁芯单位损耗mW/cm 3 dB 工作磁密kG f 工作频率kHz查磁芯手册中对应磁芯的体积Ve ，计算功耗Ve P P Fe Core ∙= P core 磁芯损耗mW P Fe 磁芯单位损耗mW/cm 3 Ve 磁芯体积mm 3总损耗P Total 为Core Cu Total P P P +=主变压器以磁损为主，铜损为副，考虑邻近效应磁芯磁导率/工作状态表现为振幅磁导率，即交变磁场单向或双向振幅大的磁导率； 磁芯损耗只能近似采用标准功耗测试的一定频率和工作磁密下的正弦波损耗进行计算； 由于方波的损耗要比正弦波损耗低10%，故损耗可降低10%；哪些参数来自Datasheet/承认书？---常温24℃下原副边直流电阻值R 0 Max ，磁芯体积Ve 哪些参数需要设计提供或实测提供？--常温24℃下原副边直流电阻值R 0、占空比Dmax 、(最高)工作频率f铜损计算：工作条件下的电阻值由于工作温度作用，需重新计算，最高工作温度定义为110℃，电阻值R 110为50.23424)50.234110(0110++=R R (234.5表示铜的K 值常数，铝的K 值常数是228.1)铜损为1102R I P RMS cu =附：若考虑趋肤效应的影响，按下式进行趋肤效应下的电阻计算 (圆铜线按直径，铜皮或扁平线按厚度)：30038.00035.096.0x x R R dcac++= )20(00393.01-+=T fdx d 线径(inch) f 工作频率(Hz) T 工作温度(℃)邻近效应系数：为了简化计算，我们通过以下绕制方式进行系数增加损耗，条件为1. d/T=<1 (d/T 是导体直径与趋肤深度之比，d ：导体直径(mm) T ：趋肤深度(mm))2. 原边一次绕制完成层数<2层3. 副边一次绕制层数<3层S RMSS P RMSP cuTotal R I R I P 11021102+=磁损计算：通过法拉第定律，推导工作磁密dtdB NAe dt d NV ==φ双向磁化时的工作磁密为 Bm dB 2=NAeVTonBm 2=，移向全桥时，NAef VD Bm MAX 4=单向磁化时的工作磁密为NAeVTonBm dB ==磁芯100℃下的损耗公式，也可通过查磁芯损耗图获得相同信息(损耗公式来自于此)： 铁氧体类PC40相当材：d m c Fe B af P = P Fe 磁芯单位损耗mW/cm 3dB 工作磁密kG f 工作频率kHz铁氧体类PC44相当材：dm c Fe B af P = P Fe 磁芯单位损耗mW/cm 3dB 工作磁密kG f 工作频率kHz查磁芯手册中对应磁芯的体积Ve ，计算功耗Ve P P Fe Core ∙= Core P 磁芯损耗mW P Fe 磁芯单位损耗mW/cm 3 ，Ve 磁芯体积mm 3总损耗P Total 为Core Cu Total P P P +=附：邻近效应分析对计算圆形截面导体中，由邻近效应引起的损耗为：cP Gr Id B w P ρ12814159.3422=P p ：邻近效应损耗；w ：磁场角速度；B ：磁感应强度；l ：导体长度；d ：导体直径； Gr ：邻近效应因子；P C ：导体电阻率；邻近效应因子Gr 是无量纲因子，它的变化规律仅适合于圆形截面积导体。
插电式混合动力汽车高电压部件设计及布置
插电式混合动力汽车高电压部件设计及布置于栋林【摘要】PHEV high-voltage system model is established according to design requirements of vehicle. Then the structure and key parameters of high voltage components are given by engineer analysis and calculation, whichinclude the high voltage battery, high voltage wiring harness, MG1 and MG2, frequency converter (converter/inverter) and air conditioning compressor .At last, the suggestions on layout of High Voltage Parts are raised.%根据整车设计要求，建立插电式双电机MG1/MG2+行星轮系混合动力汽车高电压系统方案模型。
通过理论计算及工程分析确定高压电池组、高电压线缆、双电机MG1/MG2、变频器（转换器/逆变器）、空调压缩机等高电压部件的结构及关键参数。
针对高电压部件布置的安全及可靠性提出建议。
【期刊名称】《汽车实用技术》【年(卷),期】2015(000)007【总页数】5页(P58-61,69)【关键词】插电式;混合动力汽车;高电压部件;MG1/MG2+行星轮系;设计及布置【作者】于栋林【作者单位】上汽通用五菱汽车股份有限公司，广西柳州 545007【正文语种】中文【中图分类】U469.7CLC NO.:U469.7Document Code:AArticle ID:1671-7988(2015)07-58-05插电式混合动力汽车（PHEV）可以通过车载充电机从供电网获取能量，通常以纯电动模式行驶为主，因功率不足或电池荷电状态SOC(state of charge)降到下限值才起动发动机进入混合驱动模式，相当于传统混合动力汽车与纯电动汽车的混合体。
干货 一文搞懂IGBT的损耗与结温计算
与大多数功率半导体相比，IGBT 通常需要更复杂的一组计算来确定芯片温度。
这是因为大多数IGBT 都采用一体式封装，同一封装中同时包含IGBT 和二极管芯片。
为了知道每个芯片的温度，有必要知道每个芯片的功耗、频率、θ 和交互作用系数。
还需要知道每个器件的θ 及其交互作用的psi 值。
本应用笔记将简单说明如何测量功耗并计算二极管和IGBT 芯片的温升。
损耗组成部分根据电路拓扑和工作条件，两个芯片之间的功率损耗可能会有很大差异。
IGBT 的损耗可以分解为导通损耗和开关（开通和关断）损耗，而二极管损耗包括导通和关断损耗。
准确测量这些损耗通常需要使用示波器，通过电压和电流探针监视器件运行期间的波形。
测量能量需要用到数学函数。
确定一个开关周期的总能量后，将其除以开关周期时间便可得到功耗。
图 1. TO−247 封装，显示了IGBT 芯片（左）和二极管芯片（右）图 2. IGBT 开通损耗波形将开通波形的电压和电流相乘，即可计算出该周期的功率。
功率波形的积分显示在屏幕底部。
这就得出了IGBT 开通损耗的能量。
功率测量开始和结束的时间点可以任意选择，但是一旦选定了一组标准，测量就应始终遵循这些标准。
IGBT导通损耗图 3. IGBT 传导损耗波形导通损耗发生在开通损耗区和关断损耗区之间。
同样应使用积分，因为该周期内的功率并不是恒定的。
图 4. IGBT 关断损耗波形开通、导通和关断损耗构成了IGBT 芯片损耗的总和。
关断状态损耗可以忽略不计，不需要计算。
为了计算IGBT 的总功率损耗，须将这三个能量之和乘以开关频率。
IGBT 损耗必须使用阻性负载或在负载消耗功率的部分周期内进行测量。
这样可消除二极管导通。
图 5. 二极管导通损耗波形FWD反向恢复图 6. 二极管反向恢复波形图 5 和图 6 显示了二极管在整流器或电抗模式下工作期间的电流和电压波形。
二极管损耗的计算类似于IGBT 损耗。
需要了解的是，损耗以半正弦波变化。
MOSFET的设计与损耗计算
MOSFET设计选择 / 损耗组成及计算方法2007年04月17日星期二 22:10一、设计选择MOSFET 的应用选择须综合各方面的限制及要求。
下面主要从应用的安全可靠性方面阐述选型的基本原则。
建议初选之基本步骤：下面详细解释其中各参数选择之原则及注意事项。
1 ）电压应力：在电源电路应用中，往往首先考虑漏源电压 VDS的选择。
在此上的基本原则为 MOSFET 实际工作环境中的最大峰值漏源极间的电压不大于器件规格书中标称漏源击穿电压的 90% 。
即：VDS_peak≤ 90% * V(BR)DSS注：一般地， V(BR)DSS具有正温度系数。
故应取设备最低工作温度条件下之V(BR)DSS值作为参考。
2）漏极电流：其次考虑漏极电流的选择。
基本原则为 MOSFET 实际工作环境中的最大周期漏极电流不大于规格书中标称最大漏源电流的 90% ；漏极脉冲电流峰值不大于规格书中标称漏极脉冲电流峰值的 90% 即： ID_max ≤ 90% * IDID_pulse ≤ 90% * IDP注：一般地， ID_max 及 ID_pulse具有负温度系数，故应取器件在最大结温条件下之 ID_max 及 ID_pulse值作为参考。
器件此参数的选择是极为不确定的—主要是受工作环境，散热技术，器件其它参数（如导通电阻，热阻等）等相互制约影响所致。
最终的判定依据是结点温度（即如下第六条之“耗散功率约束”）。
根据经验，在实际应用中规格书目中之 ID会比实际最大工作电流大数倍，这是因为散耗功率及温升之限制约束。
在初选计算时期还须根据下面第六条的散耗功率约束不断调整此参数。
建议初选于 3~5 倍左右 ID = (3~5)*ID_max。
3）驱动要求：MOSFEF 的驱动要求由其栅极总充电电量（ Qg ）参数决定。
在满足其它参数要求的情况下，尽量选择 Qg 小者以便驱动电路的设计。
驱动电压选择在保证远离最大栅源电压（ V GSS ）前提下使 Ron 尽量小的电压值（一般使用器件规格书中的建议值）。
UPS 电感损耗计算方法(PFC BOOST升压电感 逆变LC滤波电感)
（22）
式中，α为温度系数， α＝0.00393/℃, ⊿t为期望的温升。
验证方法
试验采用量热法测量实际损耗。其原理如下，在一个绝 热杯里加入液体，将被测物体放入液体中，盖上杯盖，保证 绝热。分别在t1和t2时刻用热电偶丝测出液体温度T1和T2。 根据下式就可以求得发热功率。
Cp * * V * (T 2 T1) q( w) （23） t 2 t1
V为液体体积， Cp为比热 容， ρ为液体密度。 量热法 测量物体发热量的方法和准 确度，具体可参考附件《绝 热量热法测量功率器件/模 块损耗》。如有任何疑问， 请联系张召同事。
量热法示意图
验证过程示意图
图1：将电感用长导线引 出，将温升线及电感放入 保温瓶内。
图2：往保温瓶内灌入一 定体积的液体，稳定投载 ，测量液体的温升。
计算文档及参考文献
参考计算文档：
参考文献：
Bpeak U bus 4 * N * Ae * Finv * Num
（13）
Num为串连的电感数，对于小型机，一般是两个电感串 连。
INV电感铁损计算
（14）输出电压 (15）占空比 （16）交流磁通密度峰值 (14)(15)(16) (17)
INV电感的铁损计算
根据式(1)，电感铁损的计算如下：
主要内容
1、电感损耗的组成 2、PFC电感的计算方法 3、INV电感的计算方法 4、试验验证结果
试验验证是由机构课的张召及技术中心的杨弘两 位同事采用量热法完成，试验结果与理论计算结果符合 得比较好。
电感损耗的主要组成
电感损耗主要由磁芯损耗和线圈损耗组成，磁芯损耗包 含磁滞损耗和涡流损耗。对于粉芯类磁芯，由于磁材料间绝 缘阻抗很大，涡流损耗几乎可以忽略。 磁滞损耗与频率和交流磁通密度⊿B 有关，与其直流工 作点磁通密度 Bdc关系不大。Micrometal公司的铁粉芯磁心损 耗计算经验公式如下：
变频器功率器件损耗计算-2010020
2 Ip Ip Ip 1 1 2 (VF 0 rF ) m cos (VF 0 rF I p ) 2 4 8 3
VF0和rF的获取方法与整流二极管相同
上下二极管互补工作，通态损耗相同。
IGBT模块损耗计算(两电平)
• 二极管关断损耗计算
二极管关断损耗与电压、结温的关系与IGBT一致，但与驱动电阻成反比，驱动电阻越 大，关断能量越小。二极管关断能量与电流不是线性关系。
Vdc Ic ∙ Vnom Inom
T
T
Vdc Ic ∙ ∙ Vnom Inom
Ic用IGBT电流在一个电源周期内的平均值代替
1 Ic = 2π
π 0
Ip sinωtdωt =
Ip π
IGBT模块损耗计算(两电平)
• IGBT开关损耗计算
Psw
T
1 = fs ∙ [Eon π
T
Vnom , Inom , R G , Tj
变频器功率器件损耗计算
唐益宏
2010-10-28
目录
• 整流二极管损耗计算 • IGBT模块损耗计算 • 电解电容损耗计算
• 电抗器损耗计算
• 反激电源主开关管损耗计算
• 反激电源变压器损耗计算
• 反激电源整流二极管损耗计算
变频器主电路
Lin R S T
Ldc
Lout U V W
整流二极管损耗计算
1 1 d IGBT 1 m sin(t ) m sin[3(t )] 2 5
IGBT模块损耗计算(两电平)
• 采用SVPWM调制时的损耗 IGBT通态损耗
Pfw
T
1 = 2π
π 0
功率器件损耗计算
功率器件损耗计算在进行功率器件损耗计算时，需要考虑以下几个主要方面：1.集成电路：对于集成电路，损耗主要来自于内部晶体管的开关和传导损耗，以及电流通过它们时发生的漏电流散热损耗。
为了计算这些损耗，需要知道器件的开关速度、开关频率和电流负载等参数。
2.晶体管：对于晶体管，损耗主要来自于导通和截止过程中的能量耗散。
导通损耗由导通电压降和电流给出，截止损耗由输入和输出电容充放电时发生。
3.二极管：对于二极管，损耗主要包括正向电压降损耗和反向漏电流损耗。
正向电压降损耗由电流和电压给出，反向漏电流损耗由反向电压和反向电流给出。
4.功率模块：功率模块通常由多个功率器件组成，包括晶体管、二极管和其他被动元件。
在计算功率模块的损耗时，需要将各个器件的损耗相加。
在进行功率器件损耗计算时，需要使用适当的数学模型和公式。
以下是常用的一些方法和公式：1.线性电阻损耗计算：线性电阻损耗定义为电流通过电阻时产生的热量。
线性电阻损耗可以通过下式计算：P=I^2*R，其中P是功率损耗，I是电流，R是电阻。
2. 平方导通损耗计算：平方导通损耗定义为晶体管导通时电流和电压的乘积。
平方导通损耗可以通过下式计算：P = I^2 * Rds(on)，其中P是功率损耗，I是电流，Rds(on)是漏极-源极导通电阻。
3. 漏电流损耗计算：漏电流损耗定义为晶体管截止时漏极和源极之间的电压乘以反向漏电流。
漏电流损耗可以通过下式计算：P = Vds * Idss，其中P是功率损耗，Vds是漏极-源极电压，Idss是漏电流。
4.功率模块损耗计算：对于功率模块，可以通过将各个器件的损耗相加来计算总的功率损耗。
除了以上提到的计算方法和公式，还可以使用电路模拟软件进行功率器件损耗的模拟和计算。
这些软件可以提供更准确的结果，并且可以考虑更多的因素，如温度、材料特性等。
最后，功率器件损耗的计算对于设计和优化电路非常重要，可以帮助电路设计师确定器件的散热需求，评估电路的效能，并提高电路的可靠性。
开关电源电磁元件损耗计算
磁芯损耗 磁芯单位损耗 磁芯体积 PCore = PFe •Ve Pcore
mW PFe
mW/cm3 Ve
mm3
总损耗 为 PTotal
PTotal = PCu + PCore
主变压器
以磁损为主，铜损为副，考虑邻近效应 磁磁芯芯磁损导耗率只能/工近作似状采态用表标现准为功振耗幅测磁试导的率一，定即频交率变和磁工场作单磁向密或下双的向正振弦幅波大损的耗磁进导行率计；算； 由于方波的损耗要比正弦波损耗低 10%，故损耗可降低 ； 10%
常见器件损耗计算方法 ----开关电源电磁元件类
输入滤波器 差模电感器
以铜损为主， 器件工作频率低，故磁损忽略
哪哪些些参参数数来需自要设Da计ta提sh供ee或t/实承测认提书供？？----常-常温温242℃4℃下下直直流流电电阻阻值值RR0 0M、ax输入有效电流值 IRMS
工作条件下的电阻值由于工作温度作用，需重新计算，最高工作温度定义为 110℃，电阻值 R110 为
层
绕制结构 原~副~原~副/副~原~副~原 原~副~原/副~原~副 原~副/副~原
铜损总功耗乘积
2Ppri+1.5Psec 2Ppri+3Psec 3Ppri+3Psec
总铜损为原副边铜损之和，若考虑邻近效应，按上式进行计算：
PcuTotal
=
I R 2 RMSP 110P
+
I
2 RMSS
R110S
磁芯单位损耗 工作磁密 工作频率 PFe = af c Bmd PFe
mW/cm3 dB
kG f
kHz
工作频率
a
c
d
f<100kHz
整流桥损耗功率计算
整流桥损耗功率计算（原创实用版）目录一、整流桥的作用与原理二、整流桥损耗功率的计算方法三、整流桥损耗功率的影响因素四、提高整流桥效率的措施正文一、整流桥的作用与原理整流桥是一种电力电子器件，主要用于将交流电转换为直流电。
它由四个二极管组成，当交流电压为正时，二极管 D1 和 D3 导通，电流经过负载；当交流电压为负时，二极管 D2 和 D4 导通，电流依然经过负载。
这样，交流电的正负半周期都被利用起来，实现了交流电的有效利用。
二、整流桥损耗功率的计算方法整流桥的损耗功率主要包括两部分：一是二极管的导通电阻所产生的损耗，二是整流桥中的寄生电容所产生的损耗。
1.二极管导通电阻损耗：二极管的导通电阻会导致电流通过时产生热量，从而产生损耗。
损耗功率可计算为：P_dson = I^2 * r_dson，其中 I 为电流，r_dson 为二极管的导通电阻。
2.寄生电容损耗：整流桥中的寄生电容会在交流电压下产生电流，从而产生损耗。
损耗功率可计算为：P_dscap = U^2 / C_dscap，其中 U 为交流电压的有效值，C_dscap 为寄生电容的电容量。
三、整流桥损耗功率的影响因素整流桥损耗功率的主要影响因素包括：1.电流：电流越大，导通电阻损耗和寄生电容损耗都越大。
2.二极管的导通电阻：导通电阻越小，导通电阻损耗越小。
3.寄生电容：寄生电容越大，寄生电容损耗越大。
4.交流电压的有效值：交流电压的有效值越大，寄生电容损耗越大。
四、提高整流桥效率的措施为了提高整流桥的效率，可以采取以下措施：1.选择导通电阻小的二极管：使用导通电阻小的二极管可以降低导通电阻损耗。
2.减小寄生电容：采用合适的电路设计和元器件布局，尽量减小寄生电容，以降低寄生电容损耗。
3.采用多相整流：多相整流可以减小交流电压的有效值，从而降低寄生电容损耗。
IPM动态参数测试及损耗计算
计算机工程应用技术本栏目责任编辑：梁书IPM 动态参数测试及损耗计算张凤，王会刚，张海清，姜阳（无锡华润微电子有限公司，江苏无锡214061）摘要：IPM （智能功率模块）近年来广泛应用于电力电子系统中，其动态参数决定了IPM 的正常工作。
IPM 动态参数测试主要包括上下管IGBT 的t on 、tc （on ）、t off 、tc （off ）、t rr 、E on 、E off 及并联FRD 的E rec 测试，损耗计算包括动态损耗和通态损耗。
本文重点讲述IPM 动态参数测试及损耗计算方法。
关键词：智能功率模块；动态参数；损耗中图分类号：G642文献标识码：A文章编号：1009-3044(2021)15-0233-03开放科学（资源服务）标识码（OSID ）：智能功率模块（Intelligent Power Module ）内部的IGBT （In⁃sulated Gate Bipolar Transistor ）和FRD （Fast Recovery Diode ）作为IPM 的功率元件其动态参数直接标志着IPM 性能的好坏。
损耗计算主要用于IPM 应用方案设计过程中[1-2]。
IPM 动态参数测试主要包括上下管IGBT 的开通延迟时间t on 、开通时间tc （on ）、关断延时时间t off 、关断时间tc （off ）、反向恢复时间t rr 、开通损耗E on 、关断损耗E off 及并联FRD 的E rec 测试，损耗计算包括动态损耗和通态损耗计算。
1测试电路图1IPM 上管IGBT 动态参数测试电路图2IPM 下管IGBT 动态参数测试电路图3IPM 上管FRD 动态参数测试电路图4动态参数测试台图5开关时间定义本文采用动态参数测试台进行测试，测试电路如图1、2、3所示，选取IPM 中U 相上下管IGBT 和上管并联的FRD 作为被收稿日期：2020-11-13作者简介：张凤（1981—），女，辽宁省铁岭市人，工学硕士，无锡华润微电子有限公司工程师，主要研究方向为半导体功率器件研发与检测等。
IGBT损耗计算
IGBT 损耗计算单元内部损耗主要由单元内部的IGBT 、整流桥、均压电阻、电解电容等产生，算出这些器件的损耗值便能算出单元的效率。
一、IGBT 损耗计算IGBT 的损耗主要分为IGBT 的通态损耗和开关损耗以及IGBT 中续流二极管的通态损耗和开关损耗，（1）IGBT 的通态损耗估算IGBT 的通态损耗主要由IGBT 在导通时的饱和电压Vce 和IGBT 的结热阻产生， IGBT 通态损耗的计算公式为：)38(cos )4(21_22ππIp Rthjc Ip Vce m Ip Rthjc Ip Vce igbt Pt +*++=φ式中：Pt-igbt----IGBT 的通态损耗功率（W ）Vce----IGBT 通态正向管压降（V ）Rthjc----IGBT 结热阻（K/W ）Ip----IGBT 通态时的电流（A ）m----正弦调制PWM 输出占空比cos φ----PWM 输出功率因数（2）IGBT 开关损耗计算IGBT 的开关损耗主要是由于IGBT 开通和关断过程中电流Ic 与电压Vce 有重叠，进而产生开通能耗Eon 和关断能耗Eoff ，IGBT 的开关能耗大小与IGBT 开通和关断时的电流Ic 、电压Vce 和芯片的结温有关， IGBT 开关能好的计算公式为：)(**1Eoff Eon f igbt Pk +=-π式中：Pk-igbt----IGBT 开关热损耗值（W ）f----IGBT 开关频率（Hz ）Eon----IGBT 单次接通脉冲的能量损耗（W ）Eoff----IGBT 单次关断脉冲的能量损耗（W ）（3）续流二极管通态损耗计算续流二极管在导通状态下存在正向导通压降Vf ，其大小由通过的电流和芯片的结温有关。
由于Vf 和结热阻的存在，当有电流通过时会生成二极管在通态状态下的损耗。
二极管在通态时的损耗计算公式为：)38(cos )4(21_22ππIp Rthjk Ip Vf m Ip Rthjk Ip Vf diode Pt +*-+=φ 式中：Pt-diode----续流二极管开关热损耗（W ）Vf----续流二极管通态正向管压降（V ）Ip----IGBT 通过续流二极管的运行电流（A ）m----正弦调制PWM 输出占空比cos φ----PWM 输出功率因数Rthjk----二极管结热阻（K/W ）（4）续流二极管开关损耗计算续流二极管的开关损耗主要由续流二极管恢复关断状态产生，其大小与正向导通时的电流、电流的变化率di/dt 、反向电压和芯片的结温有关。
常用器件及馈线损耗
一、常用器件损耗表（注: 耦合器耦合口输出功率=输入功率-耦合度-插入损耗耦合器输出口输出功率=输入功率-耦合损耗-插入损耗。
）（注：功分器每个输出口的输出功率=输入功率+分配比-插入损耗。
）二、常用馈线损耗表三、移动通信室内路径损耗传播公式1、自由空间传播公式：P（L）=32.4+20lgD+20lgfD为路径(km) f为频率(MHz)2、室内路径损耗传播公式：PL（d）=31.5+10·n·lgd+FAFPL（d）为路径d的总损耗值(dB)d为路径(m)n为同层损耗因子(1.6～3.3)FAF表示不同层路径损耗附加值(10～20dB)例：假设本工程为某一宾馆的室内分布系统工程，天线输入口功率Pt=5dBm，吸顶天线增益为Gm=2.1dBi，同原预测距离为d=15米，其中n假定为2.8代入室内路径损耗传播公式，P L（15m）=31.5+10×2.8×lg15+0=31.5+32.9=64.4dB预测出距离信号源15米处的场强(设衰减储备R为10dB)P dBm =Pt+Gm-PL(15m)-R=5+2.1-64.4-10=-67.3dBm注: n=2.0为室内结构简单近似于空间n=2.6为室内结构一般复杂n=3.0为室内结构较为复杂如计算隔层路径损耗则还需调整FAF值(10dB～20dB)。
四、馈线损耗这个型号是根据那个线的直接来命名的，单位是英寸。
损耗也是不同的，具体的连接和损耗如下：移动通信基站天馈系统的路径如下：基站－1/2跳线－避雷器－8/7馈线（或者4/5馈线）－短跳线－天线，除了天线系统有一定增益外，其它线路或者器件都有一定损耗。
其中GSM900系统：1/2跳线损耗是7db/100米，7/8馈线损耗是4.03db/100米，5/4馈线损耗是2.98DB/100米，连接接头损耗是0.05DB/个接头，避雷器损耗约0.5DB。
其中GSM1800系统：1/2跳线损耗是 8 DB/100米，7/8馈线损耗是5.87DB/100米，5/4馈线损耗是4.31DB/100米，其中CDMA2000系统：由于频段和GSM900相差不多，因此损耗也差不多相同。
光器件插入损耗
光器件插入损耗
光器件插入损耗是指在光纤传输过程中，光信号经过光器件（如连接器、光模块、光开关等）时，光信号的功率会产生一定的损耗。
在光通信系统中，光器件插入损耗是影响系统性能的一个重要因素。
光器件插入损耗通常采用dB（分贝）来表示，其计算公式为：插入损耗（dB）=10log10（P入/P出），其中P入为光信号进入器件前的功率，P出为光信号经过器件后的功率。
光器件插入损耗与其工作原理、制造工艺、材料等相关。
高品质的光器件一般具有较小的插入损耗，但也会随着使用时间的增加而逐渐增大。
因此，在光通信系统的设计和维护中，需要对光器件的插入损耗进行定期测试和监测，以确保系统的稳定性和可靠性。
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功率器件应用时所受到的热应力可能来源于两个方面：器件内部和器件外部。
器件工作时所耗散的功率要通过发热形式耗散出去。
若器件的散热能力有限，则功率的耗散就会造成器件内部芯片有源区温度上升及结温升高，使得器件可靠性降低，无法安全正常工作。
在实际应用中，为了保证某些重要功率器件，在这些器件上使用散热器来控制其的工作温升。
功率器件常用的散热方式是使用散热器。
散热器设计的选用主要依靠功率器件的损耗发热量。
在计算出损耗量的前提下，对散热器的各个参数进行设计。
在开关电源系统中功率器件有7个IGBT和2个整流桥，其损耗量计算如下：
IGBT的散热器有两组：
其中U
1、U
2、U
3 为一组，U
4、U
5、U
6、U
7 为一组。
U
1、U
2、U
3 损耗：
流过电流Io=228A
工作电压Vcc=620V
工作频率fc=3kHZ
其它计算参数由CM600DU-24NFH提供的参数表查得;
通过CM600DU-24NFH自带损耗计算软件可算得一个如下图：
由计算结果可知：P1=389.51W
Po=3x P
1=3 X 389.5仁1168.53WU
4、U
5、U
6、U
7 损耗：
流过电流Io=114A
工作电压Vcc=620V
工作频率fc=20kHZ
其它计算参数由CM600DU-24NFH提供的参数表查得;
通过CM600DU-24NFH自带损耗计算软件可算得一个如下图：
由计算结果可知：P1=476.82W
Po=4X P
1=4X 476.82=1907.28W
整流桥D IGBT模块的损耗量, IGBT模块的损耗量,
1、D
2 损耗计算
整流桥是由四个二极管构成，主要的损耗来自二极管PN 结。
二极管的损耗包括正向导通损耗、反向恢复损耗和断态损耗。
肖特级二极管的反向时间很短，反向损耗可以忽略不计。
一般来说，二极管的截止损耗在总功耗中所占的比例很小，可以忽略不计。
在实际应用中，只考虑其的正向导通损耗。
二极管的正向导通损耗可由下式求出：
Pdiode.F=V
FI
Fd
式中V
F ――二极管正向导通压降；IF ――二极管的正向导通电流；
d——二极管工作的占空比
根据查SKKE 310参数可知：
VF = 2.1 VI
F=400 Ad = 0.25
由此可得单个二极管的损耗P
diode.F Pdiode.F=V
FI
Fd=2.1V X 400A X 0.25=210W
整流桥中的四个上二极管是交替工作的,每次工作是只有两个,所以整流桥的损耗为二极管的两倍，则：
P=2X Po=2X 210W=420W
整个开关电源系统中共有两个整流桥同时工作，它们共有一个散热器进行散热。
所以，在设计散热器时要考虑到两个整流桥的损耗，则整流桥这部分的总损耗Q 为：
Q=2X P=2X 420W=840W
得到了IGBT和整流桥的损耗后，就可以根据损耗来计算和设计散热器的具体参数。