《射频通信电路》第6章 匹配和偏置电路
射频通信电路第六章 混频器 6-1-1-1
2 PIF VIF / RL 2 RS 两者关系？ 两者关系？ G P = = 2 = AV PRF V RF / RS RL
有源混频器 增益大于1 有源混频器——增益大于 混频器 增益大于 按增益划分混频器 增益划分混频器 无源混频器 增益小于1 无源混频器——增益小于 混频器 增益小于
2. 噪声 讨论混频器噪声的意义
第六章
6.1 混频器概述
混频器
发射机—上混频器——将已调制中频信号搬移到射频 发射机 上混频器 将已调制中频信号搬移到射频 接收机—下混频器 接收机 下混频器——将接收到的射频信号搬移到中频 将接收到的射频信号搬移到中频 乘法器＋ 乘法器＋滤波器 基本方法： 基本方法： 非线性器件＋滤波器 非线性器件＋ 本振信号： 本振信号：v LO (t ) = VLO cos ω LO t 射频信号： 射频信号：v RF = VRF cos ω RF t
频谱搬移
混频器的Байду номын сангаас出噪声——位于中频段 位于中频段 混频器的输出噪声
混频器的单边噪声和 混频器的单边噪声和双边噪声 ——讨论射频噪声的搬移 单边噪声 讨论射频噪声的搬移 单边噪声 单边噪声 ① 射频信号位于本振的一边 被搬移到中频 中频的噪声 ② 被搬移到中频的噪声 射频信号段 射频信号段 镜像频段 镜像频段 双边噪声 双边噪声 射频信号位于本振的两边 不存在镜像频率（如零中频方案） 不存在镜像频率（如零中频方案）
(2 f RF 1 − f RF 2 ) − f LO = f IF
度 相 等 ， 三 阶 截 点 截点 输入 输
（3）线性动态范围 ） 定义： 定义： 压缩点与混频器的噪声基底之比， dB表示 1-dB 压缩点与混频器的噪声基底之比，用dB表示
射频电路原理课件
输入电池电压转换成内部电路所需的工作电压。
•射频电路原理课件
射频收发信机（U602）
•射频电路原理课件
射频收发信机（U602）
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射频收发信机（U602）
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双工滤波器（U601）
❖ 器件引脚排列及名称：
表1：器件引脚排列及名称
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双工滤波器（U601）
表2：双工滤•射波频器电路的原开理关课控件 制模式
双工滤波器（U601）
图3：双工滤•射波频电器路相原关理电课件路
声表面滤波器
❖ 3、声表面滤波器（Z600、Z602、Z603）： ❖ 是一个带通滤波器，只允许接收频段的射频信号进入接收
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手机通用的接收与发射流程
❖ 2、信号发射流程： 话音采集——放大——ADC——滤波——语音编
码——交织——加密——信道均衡——GMSK调制—— （进入射频部分）IQ调制（IQ调制器）——滤波—— 鉴相鉴频（鉴相鉴频器）——滤波——TX_VCO混频 （混频器Mixer）——功率放大（PA）——双工器—— 天线匹配电路——天线发射。
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射频收发信机（U602）
❖ 在GSM 系统中，有一个公共的广播控制信道(BCCH)， 它包含频率校正信息与同步信息等。手机一开机，就会在 逻辑电路的控制下扫描这个信道，从中获取同步与频率校 正信息，如手机系统检测到手机的时钟与系统不同步，手 机逻辑电路就会输出AFC 信号。AFC 信号改变 13MHz/26MHz 电路中VCO 两端的反偏压，从而使该 VCO 电路的输出频率发生变化，进而保证手机与系统同 步。
【2021年整理】射频电路设计-理论与应用
射频电路设计------理论与应用
4
第1章 引 言
回顾由低频到高频电路的演变过程，并从物理的角度引出 和揭示采用新技术去设计、优化此类电路的必要性。
1.1 射频设计的重要性
本书的主要目的是提供模拟电路设计的理论和实例，该电 路的工作频率可延伸到射频和微波波段，在该波段普通电路的 分析方法是不适用的，由此引出以下问题：
9
1.2 量纲和单位
为了理解频率上限，在自由空间，向正 z 方向传播的平面
电磁波为：Ex E0x cost z V/m H y H0y cost z A/m
是x方向的电场矢量 是y方向的磁场矢量
平面电磁波的主要性质：
1. 电磁波是横波，E和H都与传播方向垂直；
2. E和H互相垂直，且同相位。
C
损耗角的正切
t an s
diel
L
Rs
Re
寄生引 引线导体
所以：Ge
A
d tans
C
t an s
线电感 损耗电阻 介质损耗电阻
高频电容的等效电路
最后考虑寄生引线电感和引线导体损耗，其等效电路如图所示。
射频电路设计------理论与应用
20
例1.4 求47pF电容器的高频阻抗，其电介质由串联损耗角正切
➢ 普通电路分析方法适用的上限频率是多少？
➢ 什么特性使得电子元件的高频性能和低频性能有如此大的差
别？
➢ 被应用的“新”电路理论是什么？
➢ 这些理论是如何应用于高频模拟电路实际设计的？
射频电路设计------理论与应用
5
一般射频系统方框图 天线
语音 信号 经过 抽样 数 量化 字 编码 电 处理 路 或计 算机 信号
射频通信电路
1.3.1 分布参数概念《射频通信电路》常树茂
分布参数元件是指一个元件的特性延伸扩展到一定的 空间范围内，不再局限于元件自身。
《射频通信电路》常树茂
分布参数 例子1
例1-1 如果分布电容为 CD=1pF，请计算在 f=2kHz、2MHz 和 2GHz 时，分布电容的容抗 XD。
解：分布电容 CD 的容抗 XD 为
1.2 微波的定义
微波（MW，Microwave）
自由空间中波长1mm到1m
频率300MHz至300GHz
1.2
《射频通信电路》常树茂
射频通信系统
利用更宽的频带和更高的信息容量； 通信设备的体积进一步减小； 解决频率资源日益紧张的问题； 通信信道频率间隙增大，减小干扰； 小尺寸天线，高增益，移动通信系统
趋肤深度定义
1 f
趋肤效应
《射频通信电路》常树茂
•图 2-1 交流状态下铜导线横截面电流密度对直流 情况的归一化值
趋肤效应
《射频通信电路》常树茂
铜的电导率为 6.45107 S / m ，导磁率=0，则在 f=1kHz、1MHz 和 1GHz 的频率下，趋肤深度分别为
f 1kHz 2.0mm f 1MHz 63m f 1GHz 2.0m
/4DQPSK
0.6~3W 0.6~3W
IS-95 869~894 824~849 50MHz CDMA/ FDMA 1250kHz 55~62 20 15960 FDD 12288kbps
BPSK/OQPSK
0.2~2W 0.2~2W
GSM 935~960 890~915 50MHz TDMA/ FDMA 200kHz 8 124 992 FDD 271kbps GMSK 2~20W
HY016射频设计6_射频匹配电路调试
HY016射频设计6_射频匹配电路调试全部频段在QSPR中校准通过后，便可以进行电路优化了，也就是我们通常说的调匹配。
我们实验室采用的是盲调，即以最终实测性能的好坏来决定最终的匹配电路；与之对应的另一种方法是根据器件规格书，用网络分析仪逐个端口调试，使其和规格书要求相对应。
对于RDA PhaseII方案，盲调性能挺好。
对于频分电路（FDD LTE/WCDMA/CDMA），重点是调双工器的输入输出端匹配；对于时分电路(TDD-LTE/TDSCDMA)，重点是调滤波器的输入输出匹配。
双工的调试相对复杂，本文会以HY016欧洲版中B20双工为例进行说明。
射频电路调试的最终原则包括：1，发射端兼顾电流和线性度，也就是在ACLR余量足够的情况下尽可能的降低最大发射功率的电流，同时兼顾整个频段中高中低信道的平坦度。
2，接收端以提高接收灵敏度为最终原则3，不是把某块板子的性能调到最佳为准；而是要留够余量，保证量产大批量板子的性能都能达到良好为准双工器电路我通常的调试步骤：1，初始bom采用datasheet的参考匹配2，调节公共端的到地电感，让低、中、高信道特性一致，包括电流和ACLR3，调节公共端的串联电感/电容，找出ACLR和电流的最佳权衡4，调节发射端输入匹配，找出ACLR和电流的最佳权衡，最终确认发射端匹配5，在QSPR下直接校准接收进行接收调试：若信道间差距过大就优先到地电感；若信道间差距不大则优化串联电感/电容；调试完成后实测灵敏度最终确认接收匹配调试发射电路时，需要和仪表相连。
通常在用QSPR完成校准后，再在QPST->PDC中导入并激活ROW_Gen_Commercial.MBN便可以和仪表通信了。
关于MBN激活这部分，会在后续工厂文件部分详细说明，这里不再展开。
调试前首先要拿到双工的规格书。
我们要对比插损、驻波、带内纹波和隔离度这些关键指标。
以B20双工为例，我们选用的是RF360 B8622这个型号，对比Murata B20双工的相接下来便开始B20电路的调试：B20频段若以20MHz带宽进行测量，则24200是最低信道，24300是中间信道，24399是最高信道。
《射频通信电路》 第六章 匹配和偏置电路
应用：
低噪声放大电路 宽频带放大电路 功率放大电路等射频电路中
《射频通信电路》常树茂
6.2 集总参数匹配电路
6.2.1 6.2.2 6.2.3 6.2.4 6.2.5 变压器阻抗变换电路 L形匹配电路 集总参数L形匹配电路 匹配禁区和频率响应 T形和π形匹配电路
0 1 1 Z 0 1 A = 0 1 jω C 1 0
a
jω ( L + LL ) 1 R 1 L
0 1
《射频通信电路》常树茂
6.2.4 匹配禁区和频率响应
-2.4 -2.8 -3.2
|H(ω)| dB
《射频通信电路》常树茂
6.2.4 匹配禁区和频率响应
《射频通信电路》常树茂
6.2.4 匹配禁区和频率响应
50.0
25.0
100
200 10.0
500.0
0.2 0.08 0.2 0.04 0.02 0.01 0.004 0.04
Z0
200 100
500.0
0.004 0.08 50.0 25.0 10.0 0.01
《射频通信电路》常树茂
6.2.1 变压器阻抗变换电路
传输线变压器的阻抗平衡与非平衡变换
《射频通信电路》常树茂
6.2.1 变压器阻抗变换电路
具体的实际例子
《射频通信电路》常树茂
6.2.3 集总参数L形匹配电路
C C L L L ZL Zin ZL
Zin
L
ZL
Zin
C
ZL
Zin
C
C
C
L
《射频通信电路》习题和解答
习题1：1.1本书使用的射频概念所指的频率范围是多少？ 解：本书采用的射频范围是30MHz~4GHz1.2列举一些工作在射频范围内的电子系统.根据表1-1判断其工作波段.并估算相应射频信号的波长。
解：广播工作在甚高频（VHF ）其波长在10~1m 等1.3从成都到上海的距离约为1700km 。
如果要把50Hz 的交流电从成都输送到上海.请问两地交流电的相位差是多少？解：8443100.65017000.283330.62102vkmf k k λθπ⨯===⨯10==⨯10∆==1.4射频通信系统的主要优势是什么？ 解：1.射频的频率更高.可以利用更宽的频带和更高的信息容量2.射频电路中电容和电感的尺寸缩小.通信设备的体积进一步减小3.射频通信可以提供更多的可用频谱.解决频率资源紧张的问题4.通信信道的间隙增大.减小信道的相互干扰 等等1.5 GSM 和CDMA 都是移动通信的标准.请写出GSM 和CDMA 的英文全称和中文含意。
（提示：可以在互联网上搜索。
） 解：GSM 是Global System for Mobile Communications 的缩写.意为全球移动通信系统。
CDMA 英文全称是Code Division Multiple Address,意为码分多址。
1.6有一个C=10pF 的电容器.引脚的分布电感为L=2nH 。
请问当频率f 为多少时.电容器开始呈现感抗。
解： 11 1.1252wL f GHz wC LC π=⇒==既当f=1.125GHz 时.电容器为0阻抗.f 继续增大时.电容器呈现感抗。
1.7 一个L=10nF 的电容器.引脚的分布电容为C=1pF 。
请问当频率f 为多少时.电感器开始呈现容抗。
解：思路同上.当频率f 小于1.59 GHz 时.电感器呈现感抗。
1.8 1）试证明（1.2）式。
2）如果导体横截面为矩形.边长分别为a 和b .请给出射频电阻R RF 与直流电阻R DC 的关系。
射频通信电路6_混频器
1 gD = RD
单二极管混频器组合频率分量太多。 单二极管混频器组合频率分量太多。
蔡竟业 jycai@
• 二极管双平衡（环形）混频器 二极管双平衡（环形）
1:1 + VLO _
+ VLO _ + VLO _
D4
D1
D3
D2 + VIF _
1:1 + VRF -
RL
蔡竟业 jycai@
蔡竟业 jycai@
5. 隔离度
理想混频器信号的流向是确定的， 理想混频器信号的流向是确定的，但实际混频器存 在频谱泄露、反射（阻抗不匹配）、窜透等现象， ）、窜透等现象 在频谱泄露、反射（阻抗不匹配）、窜透等现象，各端 口间信号相互影响，严重时将会影响系统的正常工作。 口间信号相互影响，严重时将会影响系统的正常工作。 fRF向fLO的窜通可能对之产生频率牵引作用。 的窜通可能对之产生频率牵引作用。 fLO向fIF的泄露可能导致其后级电路发生阻塞。 的泄露可能导致其后级电路发生阻塞。 fLO 向fRF的窜通可能是本振大信号影响LNA的正常工 的窜通可能是本振大信号影响LNA的正常工 作。
2( fim − fRF ) 2 60dB = 20lg 1+ Q ( ) fRF
2
则要求镜像抑制滤波器有载品质因数
Q ≥ 2.1×10
• 系统解决方案
4
a. 增大中频fIF 增大中频f 如取f Q≥3.2× 如取fIF=70MHz, 则Q≥3.2×103 , 下降 约一个量级. 约一个量级. b. 采用抑制镜像干扰之系统方案
蔡竟业 jycai@
(2) 干扰哨声
当|pfRF±qfLO| (p,q为整数)进入fI±B/2 (p,q为整数 进入f 为整数) 会影响信号的传送， 时，会影响信号的传送，及在解调时产生 差频信号.对音频体现为单音（ 哨叫声， 差频信号.对音频体现为单音（频）哨叫声， 故称为干扰哨声。 故称为干扰哨声。解决措施是合理适当选 取fLO及fIF (3) 寄生通道干扰
射频通信电路6-7章
第六章 6-2若f L >f S ，则本振频率f L 和镜象频率f m 分别为981~95687)894~869(=+=+=I S L f f f MHz 1068~1043=+=I L m f f f MHz 若f L <f S ，则：807~78287)894~869(=-=-=I S L f f f MHz ，695~720m L I f f f =-=MHz 6-4（a ）NF M =4dB=2.51，L M =4dB →G M =0.398 ⎪⎩⎪⎨⎧===10dB 101dB 0A NF ①当NF A =0dB 时，dB451.21151.2121==-+=-+=MMG G F F F②当NF A =10dB 时，1012.5125.12140.398F -=+==dB（b ）NF M =8dB=6.31，G M =3dB=1.995 ① 当NF A =0dB 时，dB831.6113.6==-+=MG F②当NF A =10dB 时，dB 34.1082.10995.111031.6==-+=F6-5求变频增益G 1因为对应1dB 压缩点时P i =–10dBm ，P 0=1dBm ，则基波增益为：dB12)10(11101=--+=+-=i P P G∵ OIP 3=15dBm ，∴IIP 3=OIP 3–G 1=15–12=3dBm ，求放大器的三阶互调分量增益G 3：∵ OIP 3=G 3·(IIP 3)3 化为dB 时有OIP 3=G 3+3×(IIP由于 15=G 3+3×3 ∴G 3=15–9=6dB由干扰信号引起的三阶互调分量 33M IM P G P ⋅= M IMP G P 33+=，现P IM =–62dBm (626)322.67M P =--÷=-dBm6-6 画出三极管混频器的BE C v i ~，BE m v g ~曲线如图，则g(t)波形如图示。
精品课件-射频电路基础-第六章
第六章 混频
【例6.2.1】晶体管放大器上混频电路和晶体管的转移特性 如图6.2.3所示。中频已调波us=Usm(1+macosΩt)cosωct，本振 信号ul=Ulmcosωlt，Ulm>>Usm，基极回路的直流电压源UBB提供晶 体管的导通电压UBE(on)，LC并联谐振回路的谐振频率ω0=3ωl+ωc， 带宽BWBPF>>2Ω，谐振电阻为Re。写出时变静态电流I0(t)和时变 电导g(t)的表达式并画出波形，写出混频跨导gc和高频已调波ui 的表达式。
第六章 混频
其中，UBB为基极回路的直流电压源。对us而言，UBB+ul是 时变静态工作点Q对应的晶体管的输入电压，称为时变静态 电压，在其附近将iC展开成有关us的泰勒级数，并作线性近 似，得到： iC≈f(UBB+ul)+f′(UBB+ul)us=I0(t)+g(t)us(6.2.1) 式中，I0(t)为时变静态电流，而g(t)为时变电导，它们分别是 us为零，交流输入电压仅有直流偏置电压和本振信号时有源器件 的输出电流和交流跨导。
第六章 混频
第六章 混频
6.1 混频信号 6.2 混频原理 6.3 混频器的主要性能指标 6.4 接收机混频电路的干扰和失真 6.5 集成器件与应用电路举例 本章小结 思考题和习题
第六章 混频
混频的典型应用为超外差接收机。例如，调幅接收 机把535~1605kHz频段内各个电台的调幅信号都下混频为 465kHz的中频信号，调频接收机则把88~108MHz频段内各个电 台的调频信号都下混频为10.7MHz的中频信号。经过混频后， 中频信号频率固定，便于针对该频率设计和优化中频放大器， 可以在中频带宽内实现高增益，提高接收机的接收灵敏度。同 时中频信号的带宽相对较大，便于设计选择性较好的滤波器， 提高接收机的选择性。
射频电路第次课第章接收器原理与设计NE6电路课件
射频电路第次课第章接收器原理与设计NE6电路
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2. NE-602 的直流电源线路 • 如图5.13(a) 所示，NE-602 的正电源端接在管脚8上,
地线是管脚3。直流电源的电压范围是 +4.5～+8V, 漏电流的范围是2.4～2.8mA。 • 通常电源正端和地端之间的并联电容在 0.01～ 0.1μF，该电容封装在NE-602内的。 • 电源电压不稳定将导致本地振荡器的工作频率不稳, 这将会导致一些问题。阻值为 100～180Ω的串联电 阻连接在电源端与NE-602 的电源输入端之间。如果 电源电压增加到 +9V, 串联电阻要相应增加到 1～ 1.5kΩ(图 5.13(b))。
• 变容二极管通过改变加在二极管上的反向偏置电压来 实现调谐。调谐电压 Vt 由 Rl,R2 和 R3 组成的分压 器来设置一个安装在面板上的旋钮手动调节。用 于调谐电路的电压VA必须是经过很好校准的。否则, 调谐频率将会随着电压改变而漂移。
• 主调谐电容设计成接地有两个好处，一是因为市售的 大多数调谐电容可以接地，获得相应元件方便。二是 大多数NE-602的本地振荡器使用接地可变电容，这样， 输入调谐电路可以与本地振荡器使用同一个双联可变 电容器对输入频率和本振频率的同步调谐。
• 调整初级线圈匝数L2对次级线圈匝数Ll的比，图 5.14(f)可以实现很好的阻抗匹配。
其等于无线信号频率fi，那么，并联谐振电路在谐振 频率fi上的阻抗Zi最大，即，V2i=I2iZi =V2,max ，频率 fi的感应电压成为次级输出的最高电压。
• 并联谐振电路的阻抗对其它偏离谐振频率的无线电信 号来说很低，其输出的感应电压也就很低。调谐器起 到了选择接收一定频率信号的作用，避免了无用信号 的干扰。
射频电路设计--第4章 匹配和偏置电路
• 使用混合元件设计工作在1.5GHz频率下的匹配电路，要 求将负载ZL=30+j10变换到输入阻抗Zin=60+j80。要 求匹配电路适用两段特征阻抗为50的传输线和一个集总 参数的电容。
50.0 25.0 100
l1=0.12l Z01=50 Zin
500.0
l2=0.19l Z02=50 C=7pF ZL
• 集总参数元件的寄生参数效应 • 集总参数元件采用标准值的设计 • 当波长接近典型器件的尺寸时，使用分布 参数元件代替集总参数元件进行匹配电路 的设计
一种流行的匹配电路原型
– 微带传输线上并联电容，实现阻抗变换 – 采用相同特征阻抗的微带线，可以简化匹配电 路设计的复杂性 – 结构非常实用，较小的尺寸，可调节
200 10.0
500.0
0.2 0.08 0.2 0.04 0.02 0.01 0.004 0.04
Z0
200 100
500.0
0.004 0.08 50.0 25.0 10.0 0.01
0.02
L形匹配电路在Smith图上的匹配禁区
50.0 L 25.0 100 Zin L ZL
200 10.0
500.0
0.2 0.08 0.2 0.04 0.02 0.01 0.004 0.04
Z0
200 100
500.0
0.004 0.08 50.0 25.0 10.0 0.01
0.02
节点品质因数
例8.4
例8.4
T形和形匹配电路
L1=20.6nH
50.0 100
L2=13.4nH
25.0
500.0
0.004 0.08 50.0 25.0 10.0 0.01
第6章 匹配网络
图6.2 负载位于归一化单位电导圆内时 L形匹配的圆图图解
图6.3
例6.1用图
2. 负载位于1+jx圆(归一化单位电 阻圆)内
图6.4 负载位于归一化单位电阻圆
3. 负载位于1+jx圆和1+jb圆外
图6.5 负载位于归一化单位电阻和电导圆外时 L形匹配的圆图图解
对上述讨论的3种情形，可以总结出 某些规律，这些规律可以简化和加速匹配 电路的设计过程。
信源与负载之间的共轭匹配，是使传 输线的输入阻抗与信源的内阻互为共轭复 数，此时信源的功率输出为最大。 匹配关系到系统的传输效率、功率容 量和工作稳定性，其重要性主要表现在3个 方面。
（1）从信源到负载实现最大功率传 输。 （2）减小线路反射，目的是减小噪 声干扰，提高信噪比。 （3）传输相同功率时线上电压驻波 系数最小，功率承受能力最大。
图6.21 混合参数构成的微带线匹配网络
图6.11 T形和π形匹配网络
图6.12 例6.5用图
6.3 分布参数元件电路的匹配 网络设计
随着工作频率的提高，波长不断减小， 当波长与元器件尺寸或电路尺寸相当时， 可以采用分布参数元件实现匹配网络。
本节讨论用单支节、双支节及四分之 一波长阻抗变换器实现匹配网络的方法， 这种方法可以适用于微带线、带状线、同 轴线及平行双导线，本节画图时用平行双 导线说明匹配网络的结构。
2. 匹配网络的选择准则
只要负载阻抗不是一个纯虚数，都可 以选择一个无耗网络进行匹配。在选择匹 配网络时，考虑的主要因有下面4个。
（1）简单性。希望选择满足性能指 标的最简单设计。较简单的匹配结构 价格便宜、可靠、损耗小。
（2）带宽。任何一个网络都只能在 单一频率上实现匹配，欲展宽带宽， 电路设计要在简单性、带宽以及造价 之间有所权衡。
射频电路专题实验 实验一 匹配电路仿真与设计
例1：分立器件LC匹配网络设 计
设计目标：设计L型阻抗匹配网络，使 Zs=（25-j*15）Ohm信号源与ZL=（100j*25）Ohm的负载匹配，频率为50MHz
Ls
Cs
Cp
Lp
(a)
(b)
（1） 打开ADS
（2）新建工程文件
（3）设置Name和Length unit，然 后单击“OK”
（15）设置Freq=0.05GHz，Z0=50Ohm。单击“DefineSource/load Network terminations”按钮。
（16）弹出“Newtwork Terminations”对话框，设置源和负载阻抗如下图所示，然 后依次单击“Apply”和“OK”。
（16）源（小圆标记）和负载（方形标记）在Smith圆图上如下图所示。
dB(S(2,1))
m3 freq=1.500GHz dB(S(2,1))=-0.028
-3 -4 -5 -6 1.0 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 1.6 1.7 1.8 1.9 2.0 freq, GHz
0 -5 -10 -15
dB(S(1,2)) dB(S(2,2)) dB(S(2,1)) dB(S(1,1))
实验一 匹配网络的设计与仿真
一、 基本阻抗匹配理论
1 Rs
＋
Po 0.75 RL Po /Pi 0.5 0.25 0 1 k
Us
－
(a)
(b)
U P0 I RL RL ( Rs RL )
2
2 s
U s2 RL kRs , Pi Rs
k P0 P 2 i (1 k )
当RL=Rs 时可获得最大 输出功率,此时为阻抗 匹配状态。无论负载电 阻大于还是小于信号源 内阻,都不可能使负载 获得最大功率,且两个 电阻值偏差越大,输出 功率越小。
《射频通信电路设计》学习笔记
1.3 射频电路设计的特点1.3.1 分布参数集总参数元件：指一个独立的局域性元件，能够在一定的频率范围内提供特定的电路性能。
在低频电路设计中，可以把元件看作集总参数元件，认为元件的特性仅由二传手自身决定，元件的电磁场都集中在元件内部。
如电容、电阻、电感等；一个电容的容抗是由电容自身的特性决定，不会受周围元件的影响，如果把其他元件靠近这个电容器，其容抗不会随之产业化。
分布参数元件：指一个元件的特性延伸扩展到一定的空间范围内，不再局限于元件自身。
由于分布参数元件的电磁场分布在附近空间中，其特性要受周围环境的影响。
同一个元件，在低频电路设计中可以看作是集总参数元件，但是在射频电路设计中可能需要作为分布参数元件进行处理。
例如，一定长度的一段传输线，在低频电路中可以看作集总参数元件；在射频电路中，就必须看作分布参数元件。
分布电容（C D）：指在元件自身封装、元件之间、元件到接地平面和线路板布线间形成非期望电容。
分布电容与元件眯并联关系。
分布电感（L D）：指元件引脚、连线、线路板布线等形成的非期望电感。
分布电感通常与元件为串联关系。
**在低频电路设计中，通常忽略分布电容和分布电感对电路的影响。
随着电路工作频率的升高，在射频电路设计中必须同时考虑分布电容和分布电感的影响。
分布电容容抗计算公式：X D=1/ωC D=1/2πƒC D分布电感感抗计算公式：X D=ωL D=2πƒL D如：分布电容C D=1pF，其在ƒ=2kHz、2MHz和2GHz时的容抗：ƒ=2kHz时：X D=79.6MΩƒ=2MHz时：X D=79.6KΩƒ=2GHz时：X D=79.6Ω (接近与射频电路标准阻抗Z0=50Ω，并联影响明显)又如：分布电感L D=1nH，其在ƒ=2kHz、2MHz和2GHz时的感抗：ƒ=2kHz时：X D=12.6×10-6Ωƒ=2MHz时：X D=12.6×10-3Ωƒ=2GHz时：X D=12.6Ω (接近与射频电路标准阻抗Z0=50Ω，串联影响明显)1.3.2 λ/8设计准则随着工作波长变短，电路板上不同位置电压的相位差变大，因此必须考虑电压和电流空间分布的变化。
射频电路匹配网络的分析与设计
图 ２ 电 阻性 Ｌ型 节 匹 配 电路
电阻性 匹配 电路 对 频 率不 敏 感 可适 用 于 宽 带
须要 考虑 的重 要 问题 。在 通信 系统 、 达 系 统 和航 雷 空 电子 系统 等电路 设计 中都有 重要 的应 用 。
１ 传 输 线理 论 及 传 输 线工 作 状 态
射频通信系统 中信号频率高 ， 波长短， 通常定义 几何长度大于或等 于信号波长的传输线 为长线 传
输 ， 要 用传输 线 理 论 来 分 析 。传输 线 理 论 是 分 布 需 参数 理论 ， 以将 均匀 的传 输 线 等 效成 多个 小 于 传 可
负载 反射 系数 为零 且 吸收全 部入 射功率 。这 种情 况
下传输线的效率最高 ， 功率容量最大 ， 且传输线任意
点 的输 入 阻抗 都呈 纯 电阻性 ， 大小不 会 随频率 变化 。
Ｚ 表示 距离 负载 的距 离 ， ＝ ￣ ａ ２－ 。 ／
当信号源的内阻与传输线的特性阻抗相等称为 波源阻抗匹配。此时 Ｚ ＝ 。信号源为匹配源。若 ｓ Ｚ， 负载不匹配 ， 负载引起的反射波会被信号源 内阻完
由 （ ）一（ ） 可 知 传输 线 负载 的大 小 决 定 了 ２ ３式
＝Ｊ Ｉ 为负载反射 系数 ， 为传
当负载阻抗不匹配 ， 传输 线任一截面上输入 阻
抗与信号源内阻互为共轭值时， 称为共轭阻抗匹配。
此时 Ｚ ＝ 信号 源输 出功率 最 大 。 Ｚｓ， 在 射频 电路 匹 配 网络 设 计 中 ， 常希 望 三 种 匹 通
配， 使传输线工作于行波状态 。
３ 阻抗 匹配 的方 法
《射频通信电路》第〇章射频通信电路
04
射频通信电路的设计与实 现
系统设计
01 02
系统架构
射频通信系统的整体架构，包括发射机和接收机两部分。发射机负责将 信息调制到射频信号上并发送出去，而接收机则负责接收信号并将其还 原为原始信息。
调制解调方式
描述了用于信息传输的调制解调方式，如振幅调制、频率调制和相位调 制等。
03
频段选择
根据应用需求选择合适的频段，如低频、中频、高频和微波频段。
嵌入式系统开发
02
描述了用于实现射频通信的嵌入式系统开发，包括微控制器和
相关软件的开发。
软件测试与优化
03
介绍了对软件实现的测试和优化方法，以确保其性能和可靠性。
05
射频通信电路的挑战与解 决方案
噪声和干扰
01
02
03
04
噪声和干扰是影响射频通信电 路性能的主要因素之一。
噪声来源包括自然噪声和人为 噪声，如雷电、电气设备等。
干扰可能来自其他无线通信系 统、电磁辐射等。
解决方案包括采用低噪声放大 器、滤波器、天线隔离等技术
降低噪声和干扰的影响。
频率规划和频谱管理
01
频率规划和频谱管理是确保射频通信电路正常工作的关键环节。
02
频率规划需要综合考虑各种通信系统的需求，避免频率冲突和干扰。
03
频谱管理涉及频谱的分配、使用和保护，以确保无线通信系统的正常 运行。
硬件实现
射频器件
介绍实现射频通信所需的硬件器件，如天线、滤 波器、功率放大器和混频器等。
电路板设计
描述了用于安装和连接射频器件的电路板设计， 包括布局、布线和电磁兼容性考虑。
测试与验证
介绍了对硬件实现的测试和验证方法，以确保其 性能和可靠性。
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50.0 25.0 10.0 0.01
0.004 0.08 50.0 25.0 10.0 0.01
0.04
0.02
0.02
0.02
0.004 0.04
0.02
50.0 L
50.0 C 25.0 Zin C ZL 100
C 25.0 Zin C ZL Zin 200 L ZL 25.0 100 L 100 50.0 50.0
ZL
500.0
0.2 0.08 0.2 0.04 0.02 0.01 0.004 0.04
Z0
200 100
500.0
0.004 0.08 50.0 25.0 10.0 0.01
0.02
《射频通信电路》程知群
6.2.3 集总参数L形匹配电路
目的
从负载点出发向匹配点移动；
规则
沿着Z-Y Smith圆图中的等电阻圆或等电导圆移动； 每一次移动都对应一个电抗器件；
L=8.1nH
0.4
0.2 0.08 0.2 0.04 0.02 0.01 0.004 0.04
Z0
200 100
500.0
0.2
0.004 0.08 50.0
0.0 0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0
B
Qn=2
25.0 10.0 0.01
f (GHz)
L=1.6nH
LL=1.6nH Zin=50W
《射频通信电路》程知群
6.2.3 集总参数L形匹配电路
在1GHz的频率下，设计一个两元件L 形匹配电路把负载ZL=10+j10W的负载 匹配到特征阻抗为Z0=50W的传输线。
TML L
Zin
1 1 jC j L Z L
Z0
Z0=50W
C
ZL=10+j10W
10 1 2 50 102 L 10 10 L C 0 2 2 10 L 10
C=5.3pF
f=3GHz
S11 L=4.0nH ZL=10+j10W
《射频通信电路》程知群
6.2.4 匹配禁区和频率响应
品质因子Q、3dB带宽B 和中心频率f0关系
Q
f0 B
1 Gn 1 Gn
Qn
Xn B n Rn Gn
Gn Gr jGi
Zn Z0
Qn
Xn 2Gi Rn 1 Gr2 Gi2
传输线变压器应用 2 : 阻抗变换
RS/2 + VS + VS RS/2 RS=300W 3 4 RL=75W 1 2
《射频通信电路》程知群
6.2.3 集总参数L形匹配电路
C C L L L ZL Zin ZL
Zin
L
ZL
Zin
C
ZL
Zin
C
C
C
L
L ZL
Zin
L
ZL
Zin
C
ZL
Zin
L
Zin
C
ZL
Z0
200
500.0
0.2 0.04
并联电容
100 0.004
0.08 0.02 0.01
50.0
0.004 50.0 25.0 10.0 0.01
25.0 50.0
0.08
50.0 25.0 10.0
25.0 100
0.004 0.04
0.01
0.02
100
0.02
200 10.0
10.0 200
2
圆心
1 0, Qn
结论:
半径
1
1 Qn2
Q=4 Q=2 Q=1
节点越靠近SMITH圆图的 实轴，节点的品质因子Qn 越低，即带宽越宽； 节点越靠近反射圆图，节 点的品质因子Qn越高，即 带宽越窄。 可以证明：整个匹配电路的 加载品质因子与匹配电路节 点品质因子关系
1 1 2 Gr Gi 2 1 2 Qn Qn
2
圆心
1 0, Qn
1 1 Qn2
半径
《射频通信电路》程知群
6.2.4 匹配禁区和频率响应
1 1 Gr2 Gi 2 1 2 Qn Qn
Zin=Z0
L 1.59nH C 6.37 pF
f=1GHz
《射频通信电路》程知群
6.2.3 集总参数L形匹配电路
50.0
TML
L
25.0
100
Z0=50W
C
ZL=10+j10W
10.0
200
ZL
500.0
Zin=Z0
0.2 0.08 0.2 0.04 100 0.004 0.08 0.02 0.01 0.004 0.04 50.0 25.0 10.0 0.01
500.0
500.0
L
0.2 0.08
Z0
200 100
500.0
0.2 0.08 0.2
Z0
200 100
500.0
Z0
C
ZL
0.2 0.04 0.02 0.01 0.004 0.04
0.004 0.08 50.0 25.0 10.0 0.01
0.08
0.04 0.02 0.01 0.004 0.04
0.2
Z0
0.08 0.04 0.02 0.01 200 100
500.0 0.2 0.08 0.2 0.004 0.04 0.02 0.01 0.004 0.04 100 0.004 25.0 10.0 0.01 0.08 50.0 25.0 10.0 0.01
0.004
Z0
200
500.0
0.08
C=5.3pF
LL=1.6nH
0.02
Zin=50W
C=6.4pF
RL=10W
L=4.0nH
RL=10W
ZL=10+j10W (a)
ZL=10+j10W (b)
《射频通信电路》程知群
6.2.5 T形和形匹配电路
在1GHz的频率下，设计两个T形匹配网络把负 载阻抗ZL=15-j10变换到Z0=50Ω，并且要求匹 配电路节点品质因数为Qn=5
串联 v.s. 并联
沿着等电阻圆移动对应一个串联电路； 沿着等电导圆移动对应一个并联电路；
方向
向上移动对应于电感器件； 向下移动对应于电容器件； 在短路点和开路点附近的区域是例外。
并L 并C
串L 串C
《射频通信电路》程知群
6.2.4 匹配禁区和频率响应
问题: 任何LC匹配网络都 能把ZL匹配到Z0吗?
GL
L
Z0
匹配网络
ZL
Z0
C
ZL
Zin=Z0
ZMS=ZL*
《射频通信电路》程知群
6.2.4 匹配禁区和频率响应
50.0
50.0
25.0 100
25.0
100
200
200 10.0
10.0
500.0
500.0
0.2
Z0
0.08 200 100
短路
0.2
500.0
0.2 0.08 0.04 0.02 0.01 0.004 0.04
传输线
线长远小 于λ
RS
强耦合 1:1变压器
《射频通信电路》程知群
6.2.1 变压器阻抗变换电路
传输线变压器应用2: 阻抗平衡与非平衡变换，如下图
RS/2 + VS + VS RS/2 3 4 1 2 RL VS RS + V1 3 4 1 2 V2 RL/2 RL/2
《射频通信电路》程知群
6.2.1 变压器阻抗变换电路
2
应用于低频 高频时磁芯损耗大
Rin V1 I 2 N1 RL I1 V2 N 2
《射频通信电路》程知群
6.2.1 变压器阻抗变换电路
RS=Z0=RL
RL 4
线长小于 λ/8
RS + VS 3 1 2
Z0
TML 4
RL
2
行波 无耦合
RS + VS 1 3 1 + VS 2 3 4 RL
Zin=50W
C=6.4pF
RL=10W
L=4.0nH
RL=10W
ZL=10+j10W (a)
ZL=10+j10W (b)
《射频通信电路》程知群
6.2.4 匹配禁区和频率响应
L=1.6nH
S11
C=6.4pF
ZL=10+j10W
f=3GHz f=300MHz
f=300MHz
f=1GHz
f=1GHz
6.1 匹配电路的概念
目的：
获得最大功率传输 获得最小系统噪声 获得最佳频率响应 获得最大功率容量等多种标准
应用：
低噪声放大电路 宽频带放大电路 功率放大电路等射频电路中
《射频通信电路》程知群
6.2 集总参数匹配电路
6.2.1 6.2.2 6.2.3 6.2.4 6.2.5
50.0 25.0 100
L1=20.6nH
L2=13.4nH
Q=5.0
10.0
200
C=3.1pF
500.0
ZL=15-j10W
0.2 0.08 0.2 0.04 0.02 0.01 0.004