手机射频接收功能电路分析

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手机射频接收功能电路分析

一、接收电路的基本组成移动通信设备常采用超外差变频接收机。

这是因为天线感应接收到的信号十分微弱，而鉴频器要求的输入信号电平较高而且稳定。

放大器的总增益一般需在120dB以上。

这么大的放大量，要用多级调谐放大器且要稳定，实际上是很难办得到的。

另外高频选频放大器的通带宽度太宽，当频率改变时，多级放大器的所有调谐回路必须跟着改变，而且要做到统一调谐，这也是难以做到的。

超外差接收机则没有这种问题，它将接收到的射频信号转换成固定的中频，其主要增益来自于稳定的中频放大器。

手机接收机有三种基本的框架结构：一种是超外差一次变频接收机，一种是超外差二次变频接收机，第三种是直接变频线性接收机。

超外差变频接收机的核心电路就是混频器，可以根据手机接收机电路中混频器的数量来确定该接收机的电路结构。

1.超外差一次变频接收机接收机射频电路中只有一个混频电路的称作超外差一次变频接收机。

超外差一次变频接收机的原理方框图如图4-1所示。

它包括天线电路(ANT)、低噪声放大器(LNA)、混频器(Mixer)、中频放大器(IF Amplifier)和解调电路(Demodulator)等。

摩托罗拉手机接收电路基本上都采用以上电路。

超外差一次变频接收机工作过程是：天线感应到的无线蜂窝信号(GSM900频段935,--960MHz或DCSl800频段1805---1880MHz)不断变频，经天线电路和射频滤波器进入接收电路。

接收到的信号首先由低噪声放大器进行放大，放大后的信号再经射频滤波器后，被送到混频器。

在混频器中，射频信号与接收VCO信号进行混频，得到接收中频信号。

中频信号经中频放大后，在中频处理模块内进行RXI／Q解调，解调所用的参考信号来自接收中频VCO。

该信号首先在中频处理电路中被分频，然后与接收中频信号进行混频，得到67.707kHz的RXI／Q信号。

2.超外差二次变频接收机若接收机射频电路中有两个混频电路，则该机是超外差二次变频接收机。

手机射频典型电路分析

手机射频典型电路分析随着电路集成技术日新月异的发展，射频电路也趋向于集成化、模块化，这对于小型化移动终端的开发、应用是特别有利的。

目前手机的射频电路是以 RFIC 为中心结合外围辅助、控制电路构成的。

射频电路中各典型功能模块的分析是我们讨论的主要内容。

Outline收发器（Transceiver）锁相环（PLL）功率控制环路（APC）收发双工器（Diplexer）衰减网络（Attenuation）匹配网络（Matching）滤波网络（Filter）平衡网络（Balance）其它1.收发器（Transceiver）收发器即调制解调器调制：发射时基带信号加载到射频信号解调：接收时射频信号过滤出基带信Transceiver根据其工作频率可分为：单频、双频、三频等Transceiver根据其中频特征可分为有中频、零中频、近零中频等以DB2009为例介绍Transceiver UAA3535的内部结构UAA3535是近零中频收发器，它最多可以作三频收发它内部有：三个PLL（包括一个内置VCO）、正交混频解调器、可控增益低噪放大器、混频调制器等它需外接：13MHz参考基准时钟、RXVCO、TXVCO、基带控制信号等我们需要研究其内部各重要节点的频率、带宽，信号转换的流程等细节2.锁相环（PLL）锁相环四个基本构成元素：鉴相器（PD）鉴频器（FD）鉴相鉴频（PFD）：PD/FD/PFD是一个相位/频率比较装置，用来检测输入信号与反馈信号之间的相位/频率差环路滤波器Loop Filter（LP）：LP一般为N阶低通滤波器电压控制振荡器（VCO）：VCO是一个电压--频率变换装置，输出振荡频率应随输入控制电压线性地变化参考信号源（Reference signal source）：参考信号源提供与反馈信号鉴相鉴频用的对比输入信号锁相环路的性能锁相环的基本性能包括捕获过程与同步。

（1）捕获过程的性能指捕获带和捕获时间。

手机射频电路原理

手机射频电路原理手机射频电路是手机中非常重要的一部分，负责处理手机信号的传输和接收。

手机射频电路原理包括射频信号的发射、接收、放大和滤波等过程。

首先，手机射频电路主要包括射频发射电路和射频接收电路两部分。

射频发射电路负责将数字信号转换为射频信号并发送出去，而射频接收电路则负责接收并解码收到的射频信号。

这两个电路之间通过天线进行无线传输。

其中，射频电路中的核心元器件是射频集成电路（RFIC），它承担了信号的处理和调制任务。

在手机射频发射电路中，数字信号首先通过数字模拟转换器（DAC）转换为模拟信号。

然后，经过滤波器和放大器等电路进行处理，将信号转换为射频信号。

射频信号经过射频功率放大器（PA）进行功率放大，然后通过天线辐射出去。

在这个过程中，还需要进行频率合成和混频等操作，以生成所需要的信号频率。

手机射频接收电路则负责接收外界的射频信号，并将其转换为数字信号。

天线将接收到的信号传输到射频前端模块（RF Front-end Module），该模块包括低噪声放大器（LNA）、滤波器和混频器等部件。

低噪声放大器会将射频信号进行放大并降低噪声，滤波器则用于滤掉无用的频谱成分。

混频器将射频信号与本地振荡器（LO）的信号混频，得到中频信号。

中频信号再经过中频放大器（IF Filter & Amplifier）进行进一步的滤波和放大，最后通过模拟数字转换器（ADC）转换为数字信号。

除了发射和接收信号的过程，手机射频电路还需要进行射频无线电信号的滤波处理。

由于存在其他设备和信号的干扰，手机需要对接收到的信号进行滤波以去除干扰。

射频滤波器在射频电路的前端起到了重要作用，它通过滤波器将所需的信号频段保留，而将其他频段的信号滤掉。

常见的滤波器有低通滤波器、带通滤波器和带阻滤波器等。

此外，手机射频电路还需要考虑功耗和信号质量等方面的问题。

为了提高功耗效率，手机射频电路需要设计高效的功率放大器，并尽量减小信号在电路中的损耗。

手机射频电路分析与维修演示文稿

第十四页，共107页。
4、中频放大器
1）中频放大电路的主要任务是放大中频信号，手机的灵敏度、选择性等技术指标主要取决于中频放大器。
2）手机中频放大器大多集成在射频IC中。 3）中频放大器的工作电源要求很高，一般都是专用供电。
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5、解调电路
接收电路从空中接收到载有低频信息的高频已调波（电磁波），不能直接送入人耳，因为人耳听不到高频，所以要将低频信号通过非线性电路（混频器）从高频载波提取下来，还原出来，才能将声音送入人耳，将文字、图像送入人眼。这种还原的过程叫解调。解调是调制的逆过程。多数手机往往都是对零中频进行正交解调。经解调后，得到接收基带信号(RXI/Q信号)，该信号的（GSM手机）中心频率为67.707kHz(CDMA手机为615kHz)。其中RXI信号为同相支路信号，RXQ信号为正交支路信号，它们之间的相位相差90，所以称为正交。
4.1.1 接收电路的形式
手机的超外差式变频接收机有3种基本形式： 1、超外差一次变频接收电路 2、超外差二次变频接收电路 3、直接变频线性接收电路
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1、超外差一次变频接收电路
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超外差一次变频接收电路工作原理
天线感应到的无线蜂窝信号（电磁波），经天线电路和射频滤波器进入接收电路，接收到的信号首先由低噪声放大器进行放大，放大后的信号再经射频滤波器后，被送到混频器。在混频器中，射频信号与射频VCO信号进行混频（差频射频信号-射频VCO信号），得到接收中频信号，中频信号经中频放大后，在中频处理模块内进行RXI/Q解调，解调所用的参考信号来自接收中频VCO。该信号首先在中频处理电路中被分频（/N)，然后与接收中频信号进行混频（差频中频信号 - 中频 VCO 分频信号），得到 67.707kHz的RXI/Q信号(基带信号）。

手机各电路原理射频电路内容详细,不看后悔

射频电路篇本次培训内容：手机各级电路原理及故障检修1，基带电路发话电路、受话电路、蜂鸣电路、耳机电路、背光电路、马达电路、按键电路、充电电路、开关机电路、摄像电路、蓝牙电路、FM电路、显示电路、SIM卡电路、TF卡电路2，射频电路接收电路、发射电路一、手机通用的接收与发射流程天线：ANT 声表面滤波器：SAWfilter 低噪声放大器：LNA 功放：PA手机通用的接收与发射流程1、信号接收流程：天线接收——天线匹配电路——双工器——滤波（声表面滤波器SAWfilter）——放大（低噪声放大器 LNA）——RX_VCO混频（混频器Mixer）——放大（可编程增益放大器PGA）——滤波——IQ解调（IQ 调制器）——（进入基带部分）GMSK解调——信道均衡——解密——去交织——语音解码——滤波—— DAC——放大——话音输出。

手机通用的接收与发射流程2、信号发射流程：话音采集——放大——ADC——滤波——语音编码——交织——加密——信道均衡——GMSK调制—— （进入射频部分）IQ调制（IQ调制器）——滤波—— 鉴相鉴频（鉴相鉴频器）——滤波——TX_VCO混频（混频器Mixer）——功率放大（PA）——双工器—— 天线匹配电路——天线发射。

手机通用的接收与发射流程3、射频电路原理框图：二、射频电路的主要元件及工作原理天线：ANT 声表面滤波器：SAWfilter 低噪声放大器：LNA 功放：PA射频电路的主要元件及工作原理1、天线、匹配网络、射频连接器： • 天线（E600）：作用是将高频电磁波转化为高频信号电流。

射频电路的主要元件及工作原理• 天线匹配网络（L604、C611、C614）：主要是完成主板与天线之间的功率匹配，以使天线的效率尽可能高。

射频连接器（J600）：又叫同轴连接器或射频开关，作用主要是为手机的测试提供端口。

其内部是簧片的接触结构，相当于一个机械开关，通常状态下开关处于闭合状态，当射频线探头插入射频连接器时，簧片一端将与主板的天线通路断开，而与射频线探头接触，此时手机与测试仪器之间就通过射频连接器与射频线进行信号的传输。

手机射频电路分析

针对互调干扰的优化设计。在某款手机射频前端电路中，发现存在严重的互调干扰问题。通过深入分析，发现问题的根源在于某个非线性器件。针对这一问题，我们采用了高性能的线性化技术，对该器件进行了优化，从而有效抑制了互调干扰的产生。
针对邻道干扰的优化设计。在某款手机射频接收机中，发现存在邻道干扰问题。为了解决这个问题，我们采用了高性能的数字滤波器，对接收信号进行了处理。通过调整滤波器的参数，实现了对邻道干扰的有效滤除，提高了接收机的抗干扰能力。
频率调制（FM）
通过改变载波的相位来传递信息。优点是抗干扰能力强，传输效率高，缺点是实现复杂，对同步要求高。
相位调制（PM）
通过改变载波的振幅来传递数字信息。优点是实现简单，缺点是抗干扰能力差，传输效率低。
ASK（振幅键控）
通过改变载波的频率来传递数字信息。优点是抗干扰能力强，信号质量稳定，缺点是占用频带宽，传输效率低。
滤除带外杂散信号，确保发射信号的频谱纯净。
对射频信号进行放大，以满足发射功率要求。
控制信号发射与接收的切换，保证通信质量。
03
CHAPTER
射频前端模块详解
根据手机应用场景和频段需求，选择合适的天线类型，如PIFA、单极子、偶极子等。
天线类型
匹配网络设计
天线性能评估
通过优化天线与射频前端之间的匹配网络，实现最佳的天线性能，包括阻抗匹配、带宽优化等。
带外干扰
03
优化发射机性能
通过优化发射机的功率控制、调制方式等参数，可以减少发射机产生的带外辐射，降低对周围设备的干扰。
01
合理规划频谱资源
通过合理的频率规划和分配，减少相邻信道之间的干扰，提高频谱利用率。
02
采用高性能滤波器
在接收端采用高性能滤波器，可以有效滤除带外干扰和邻道干扰，提高信号接收质量。

GSM手机射频原理与电路分析

GSM手机射频原理与电路分析GSM手机的射频原理主要涉及射频信号的接收和发送。

在接收信号方面，手机的射频接收器接收到来自基站的无线信号，经过一系列的处理后，转换成数字信号供手机处理和显示。

在发送信号方面，手机的射频发射器将数字信号转换成无线射频信号，并发送给基站进行处理。

在射频接收方面，手机的射频接收器主要包括低噪声放大器（LNA）、混频器（Mixer）和中频放大器（IF Amplifier）。

LNA的作用是放大微弱的射频信号，使其能够被后续的处理电路处理。

混频器的作用是将高频射频信号与本地振荡器产生的信号进行混频，得到中频信号。

中频放大器对中频信号进行放大，以供后续处理。

在射频发送方面，手机的射频发射器主要包括数字到模拟转换器（DAC）和功率放大器（Power Amplifier，PA）。

DAC将数字信号转换成模拟信号，供功率放大器进行放大。

功率放大器将模拟信号进一步放大，以便发送给基站。

GSM手机的射频电路是一个复杂的系统，涉及到多个电路元件的协同工作。

为了保证射频信号质量，需要进行射频功率控制和频率合成。

射频功率控制主要通过调整功率放大器的工作状态来实现，以保证发送信号的强度和稳定性。

频率合成则通过频率合成器（Frequency Synthesizer）来实现，它能够产生精确的射频信号频率。

除了射频电路，GSM手机还涉及到其他电路，如基带电路和数字信号处理电路。

基带电路主要负责数字信号的调制和解调，将数字信号转换成模拟信号供射频电路处理，或将接收到的射频信号转换成数字信号供数字信号处理电路处理。

数字信号处理电路则负责对数字信号进行处理和解码，以实现手机通信功能。

总之，GSM手机的射频原理与电路是手机通信功能的核心。

射频接收器负责接收来自基站的无线信号，将其转换成数字信号供手机处理。

射频发射器则将数字信号转换成无线射频信号发送给基站。

射频电路涉及到多个电路元件的协同工作，如低噪声放大器、混频器、中频放大器、功率放大器等。

手机电路结构分析

项目4 手机电路结构分析●手机整机电路结构
●手机射频电路
●手机系统逻辑控制电路
●手机电源电路
●手机电路分析
手机整机电路结构框图
手机电路原理基本组成框图
手机通信系统部分电路结构框图
手机接收信号处理流程
手机发送信号处理流程
手机射频电路
接收电路部分
不管接收电路结构怎样不同，它们总有相似之处：信号是由天线接收，经过低噪声放大器放大、频率变换，再解调输出RXI／Q信号，最后送到语音处理电路；而区别是接收频率变换（降频）的方式不同。

发射电路部分
不管发射电路结构怎样不同，发射前端（从话筒到TXI/Q输出）和末端（功率放大至天线发射）均相似，区别在于发射频率变换（升频）的方式不同。

系统逻辑控制部分
中央处理器CPU
键盘
存储器
电源
译码驱动显示
收信机
发信机
频率合成器
音频处理电路
控制输出检测输入
主时钟
多路输出
音频信号处理部分
输入/输出（I/O）接口部分
手机电源电路
●1. 电池
●2.直流稳压电源
●3.开机信号电路
●4.非受控电源输出电路●5.受控电源输出电路
iphone 4S 手机电路分析
iphone 4S手机电路结构框图
iphone 4S手机射频连续收发信号处理电路
iphone 4S手机射频处理的非连续收发信号电路。

《手机射频电路原理》课件

2 音频滤波器
3 射频滤波器
对于音频信号，可以采用数电转换器将其转化为数字信号，应用滤波算法和DSP实现数字滤波。
在手机中，射频滤波器主要用于选择所需频段来避免频谱污染。
混频器
基础知识
混频器是用来实现频段变换的器件，其基本原理是将两路不同频率的信号输入，输出两路频率和之差。
特点和应用
单端口混频器适用于带有负载的端口，双端口混频器和三端口混频器适用于未带负载的端口。
参数和性能评估
参数包括转换增益、输入与输出匹配、隔离度和热噪声系数等。
振荡电路
基础知识
分类和特点
振荡电路的本质是谐振电路，其振荡的条件是电路出现反馈。
按波形分为正弦波振荡器和方波振荡器两种，按应用领域分为电信、雷达、测量等振荡器。
射频电路包括滤波器、功放器、混频器、振荡器等几大模块，其特点是频率高、信号幅度低。
信号传输基础
信号的基本概念
信号是一种随着时间变化，耗费或传输多种信息内容的物理量。
信号的特性和分类
信号可分为模拟信号和数字信号，数字信号常采用频移键控来调制。
传输线基本原理
传输线在高频率下表现出传输线上电磁波的性质，分为同轴电缆、平行线和微带传输线等。
结论
重要性
射频电路是手机通讯的核心技术，对于提升通讯质量、减小电路尺寸和提高功率效率具有重要意义。
发展趋势
射频技术的发展趋势是向集成化、模块化、高效率化、多频段、多业务、多制式技术的方向发展。
应用展望
未来射频技术将应用于智能家居、物联网等领域，推动物联网向全面无线化发展。
射频放大器
1
原理
射频放大器可将高频小信号放大为较大信号输出，其核心部件是晶体三极管。

各种手机电路分析bkdo

当手机加电时，电池电压通过输入电路送至电源模块(N100)的F1、 G1、 G3、 G5、 A4、 H6、 D2等脚，经其内部电路转换后，从N100的E4脚输出3 V左右的触发电压，使触发端保持高电平。当按下电源开关键(ON／OFF)，给电源模块(N100)的触发端输入一低电平触发信号时，电源模块(N100)开始工作，并分别从下列各脚输出相应的电压给手机各电路供电：
(8) 从N100的D4脚输出VREF(1.5 V)电压，给射频处理模块(N505)、多模转换器(N250)等供电。
(9) 从N100的B4脚输出VCORE(2.0 V)电压，给中央处理器(D200)等供电。
(10) 从N100的H7脚输出VCP(5.0 V)电压，给稳压模块(N600)等供电。
图3-15 摩托罗拉V60型手机接收一本振电路原理图
发射TXVCO U350的第3脚VT为内部压控振荡器的控制脚，该脚电压越高，第6脚产生的TX_OUT的频率也相应越高，反之越低。当由于温度或其它原因导致TX_OUT变化时， V60通过R353把该改变反应给 U201内部。首先经过分频，然后与已经经过基校准的基准频率26 MHz进行鉴相，把鉴相后误差的结果由 U201的B1脚输出来(即CP_TX)，再对TXVC第3脚进行调整，进而调整了TXVCO U350的输出射频信号，使之符合基站的要求。其电路原理如图3-16所示。
3.1 诺基亚8210/8850型手机电路分析
诺基亚8210/8850型手机是由芬兰诺基亚公司推出的两款双频手机，这两款双频手机电路结构基本一样，而外观变化较大，其外形如图3-1、 3-2所示。这两款双频手机的特点是采用了内置天线和电池，逻辑部分多处采用软封装IC。

【超详细】图解手机射频电路设计原理及应用

【超详细】图解手机射频电路设计原理及应用射频电路组成和特点：普通手机射频电路由接收通路、发射通路、本振电路三大电路组成。

其主要负责接收信号解调；发射信息调制。

早期手机通过超外差变频（手机有一级、二级混频和一本、二本振电路），后才解调出接收基带信息；新型手机则直接解调出接收基带信息（零中频）。

更有些手机则把频合、接收压控振荡器（RX—VCO）也都集成在中频内部。

（射频电路方框图）（一）、接收电路的结构和工作原理：接收时，天线把基站发送来电磁波转为微弱交流电流信号经滤波，高频放大后，送入中频内进行解调，得到接收基带信息（RXI-P、RXI-N、RXQ-P、RXQ-N）；送到逻辑音频电路进一步处理。

1、该电路掌握重点：（1）、接收电路结构。

（2）、各元件的功能与作用。

（3）、接收信号流程。

电路分析：（1）、电路结构。

接收电路由天线、天线开关、滤波器、高放管（低噪声放大器）、中频集成块（接收解调器）等电路组成。

早期手机有一级、二级混频电路，其目的把接收频率降低后再解调(如下图)。

（接收电路方框图）（2）、各元件的功能与作用。

1)、手机天线：结构：（如下图）由手机天线分外置和内置天线两种；由天线座、螺线管、塑料封套组成。

作用：a)、接收时把基站发送来电磁波转为微弱交流电流信号。

b)、发射时把功放放大后的交流电流转化为电磁波信号。

2)、天线开关：结构：（如下图）手机天线开关（合路器、双工滤波器）由四个电子开关构成。

（图一）（图二）作用：其主要作用有两个：a）、完成接收和发射切换；b）、完成900M/1800M信号接收切换。

逻辑电路根据手机工作状态分别送出控制信号（GSM-RX-EN；DCS- RX-EN；GSM-TX-EN；DCS- TX-EN），令各自通路导通，使接收和发射信号各走其道，互不干扰。

由于手机工作时接收和发射不能同时在一个时隙工作（即接收时不发射，发射时不接收）。

因此后期新型手机把接收通路的两开关去掉，只留两个发射转换开关；接收切换任务交由高放管完成。

手机射频电路原理及故障检测维修

第六章手机射频电路原理及故障检测维修
早期手机与现代智能手机，在射频电路结构上基本没有多大改变，都包括接收射频电路和发射射频电路。早期手机射频电路基本只有GSM900M网络的GSM、DCS、PCS三个频段，而智能手机射频几乎都是包括GSM（2G）网络和WCDMA（3G）网络，不过仍有GSM接收和发射电路， WCDMA接收和发射电路。从手机显示屏上看，普通手机只有信号条，网络就只有单一的“中国移动”或“中国联通”、“中国电信”，而现代智能手机基本都有GSM（2G）网络和WCDMA（3G）网络的自动切换，实现用户使用不同类型用户卡的需要。显示屏上信号，表示手机接收和发射信号的强弱，显示屏上的网络符号则表示不同网络类型的当前状态。早期手机接收射频电路与发射射频电路是各自单独的电路，而现代多功能手机与智能手机都将接收射频与发射射频集成在一个中频IC里边，完成收发射频处理工作。当然手机集成度越高，大大减轻了维修难度，但对于电路分析也带来极大的难度，比如手机接收高放、混频、调制解调、VCO电路的分析理解则不具体。为了更好的理解射频电路工作过程，这里将重点讲解如何分析集成射频IC内部单元，以便能更好的分析射频电路。
（1）接收射频部分
在这里，我们要注意射频IC里边混频电路是怎么工作的？什么是混频？混频电路组成结构是如何？混频电路如何工作呢？
①什么是混频？混频是指将两个频率混合实现差频变换，产生一个新频率的过程，简单说就是变换频率，用英文“MIX”表示。
②混频电路组成结构及工作原理由于现代智能手机高度集成技术，使得手机电路结构发生从分立元件转变到集成电路，到大规模集成电路飞速发展。事实上，无论技术如何发展，其基本电路结构原理是不能缺少的。比如任何一部手机的接收都必须包括天线、天线开关、高放、变频、本振、频率合成、中放、解调、数字处理、音频处理等电路。其中，有的将天线开关和功放集成在一起，有的将高放、变频、本振、频率合成集成在射频处理器中，有的将数字处理和音频处理集成在CPU中，也有的将本振、频率合成集成到CPU中，无论怎么集成，我们只要掌握基本的电路，就能更好地掌握集成上述单元电路的分析方法。

手机射频系统工作原理和无信号、不发射等故障的检修

天线感应接收到1900MHz～1915MHz的高频信号，经过L101、C103、L105选频网络选择相应频率的高频信号，XFl01滤波器对信号提纯，进入功放ICl01的7脚，功放内部的奉线开关在CPU的控制下，自动闭合到接收通路，信号经过天线开关从20脚输出，由C117、L1 10耦合到ICl01的22脚。

信号在ICl01内部，进行第一次的高频放在，然后进行第一次混频。

1900MHz～1915MHz的高频信号和1659.5MHz～1674.02MHz的一本振信号混频后(1C101的1脚输入)，输出一个243.95MHz的中频信号，经过一级放大后，由ICl01的26脚输出。

该中频信号通过电容C123、C102耦合，中频滤波器XFl02滤波，输出信号再经过C130、C104、C132、L117耦合，从40脚进入中频ICl02内部，开始第二次混频。

二本振信号频率为233.15MHz，经过混频后，从ICl02的38脚输出10．8MHz低频信号，低滤波器XFl03对该信号滤波后，再从36脚进入ICl02的内部进行二次中频放大，最后从31脚输出已放大的低频信号RXDATA，送入到逻辑电路进行解调(D／A转换，解码，放大)恢复为音频信号。

一本振、二本振信号由相应的本地振荡电路产生。

发射电路工作原理CPU的8脚、9脚、11脚、12脚分别输出HQ+、HQ-、HI+、HI-四路已编码的模拟信号，分别从3脚、4脚、1脚、2脚进入中频ICl02，在中频ICl02内部经过三次混频电路、加法运算电路、运放电路调制后，低频率信号提升到1900MHz的频率，然后从46脚输出一路已经调制好的高频载波信号。

已调制的高频载波信号通过电感L105、L114、电阻R1、电容C128、C125耦合到高通滤波器XFl04，滤波后再次经过L121、Rll0耦合后，由14脚送入到功放ICl01内部进行功率电平放大，完成功率计整，天线开关闭合到发射通路，高频发射信号经过天开关XFl01滤波后，从天线发射出去。

《接收机射频电路》课件

动态范围控制
通过控制接收机的动态范围，避免信号过载或欠载，减小失真，提高信号质量。
06
接收机射频电路的发展趋势与展望
新技术与新材料的应用
纳米技术
利用纳米材料制作更小、更高效的射频电路元件，提高接收机的灵敏度和性能。
新型材料
探索和利用新型材料，如石墨烯、氮化镓等，以改善射频电路的性能和稳定性。
未来发展方向与挑战
5G和6G技术
随着5G和6G通信技术的发展，接收机射频电路需要适应更高的频率和更复杂的环境条件。
智能化和自动化
发展智能化和自动化的接收机射频电路，以实现更高效、更精准的信号接收和处理。
兼容性和互操作性
提高接收机射频电路的兼容性和互操作性，以满足不同设备和系统的需求。
THANKS
收信号的范围。灵敏度通常用dBm或dBu表示，其数值越小表示灵敏度越高。
动态范围
总结词
动态范围是指接收机在正常工作条件下，能够处理的信号强度的最大值与最小值之差。
VS
详细描述
动态范围是衡量接收机射频电路性能的重要指标之一，它反映了接收机在正常工作条件下能够处理的信号强度范围。动态范围越大，表示接收机能够处理的信号强度范围越广，从而更好地适应不同的信号环境。动态范围通常用dB表示。
抗干扰能力
要点一
总结词
抗干扰能力是指接收机在存在干扰信号的情况下，能够正常工作并保持性能稳定的能力。
要点二
详细描述
在实际应用中，接收机射频电路往往会受到各种干扰信号的影响，如其他无线通信设备的干扰、电磁波干扰等。因此，抗干扰能力是评价接收机性能的重要指标之一。一个好的接收机射频电路应具备良好的抗干扰能力，以确保在复杂的环境中仍能保持稳定的性能表现。抗干扰能力通常通过实际测试和应用来评估。

手机射频工教材作原理与电路分析

GSM手机射频工作原理与电路分析2007-1-27RF DBTEL1Outline匹配网络（Matching）收发双工器（Diplexer）声表面波滤波器(SAW)平衡网络（Balance）锁相环（PLL）收发器（Transceiver）衰减网络（Attenuation）功率控制环路（APC）滤波网络（Filter）其它2007-1-27RF DBTEL2匹配网络（Matching）匹配的定义：后级输入阻抗与前级输出阻抗共扼匹配网络的类型：L型T型Π型2007-1-27RF DBTEL3天线匹配的举例返回2007-1-27RF DBTEL42007-1-27RF DBTEL 5收发双工器（Diplexer ）收发合用一路天线，因此使用天线收发双工器（Antenna Switch ）4/λ对发射为openTX RX为发射波长λ对接收为short收发双工器的特性参数（TX/RX）Frequency Range (MHz)Insertion Loss (dB)Attenuation(dB)V.S.W.R.Isolation (dB)Harmonics 2xfo, 3xfo (dBc)Power Capacity (dBm)详见LMC33Data Sheet返回2007-1-27RF DBTEL6声表面滤波器（SAW）在手机中，接受信号从天线开关到接收处理电路之间采用声表面滤波器（SAW）声表面滤波器（SAW）可以提供较宽的通频带、较低的损耗，此外有的SAW器件还集成有将非平衡信号转换为平衡信号的功能。

SAW的滤波特性详见SAW Data Sheetlc03c lc66e返回2007-1-27RF DBTEL7。

射频接收机系统和电路分析(RF receiver system and circuits)

ECE1371 Term PaperRF Receiver Systems and CircuitsDennis MaI. IntroductionIn the past decade, portable wireless communication systems have experienced tremendous growth. Such rapid growth has created demand for portable wireless devices that are smaller, lighter, cheaper and of higher performance than ever, and this drives IC designers and engineers to innovate new system architectures and circuit topologies. One goal is to build RF receiver IC’s that has low power consumption, high sensitivity and wide dynamic range, and to reduce the number of off-chip passive components in the circuit. This paper therefore focuses on the receiver portion of a wireless device, providing a review of conventional receiver architectures as well as some of the latest research in RF receiver IC’s is provided. The conclusion at the end of the paper also discusses the trend in future RF receiver design.II. Receiver ArchitecturesThis section describes three common receiver architectures: heterodyne, homodyne and image-reject, all of which have different advantages and drawbacks. When designing a RF receiver, the choice of architecture is primarily determined by criteria including complexity, cost, power dissipation and the number of external components [1]. Heterodyne is the architecture that was selected for most of the cellular handsets in the past [2], but as IC process and technology evolve, other approaches, such as homodyne, have also become a plausible solution to some of the design problems [1].A. Heterodyne ReceiversA simplified block diagram of a heterodyne receiver is shown in figure 1. The incoming RF signal from the antenna is first filtered by a band select filter that removes the out-of-band signals. It is then amplified by a low noise amplifier (LNA), which also suppresses the contribution of the noise from the succeeding stages. The LNA output is then filtered by an image-reject filter to remove the image, which has an offset of twice the intermediate frequency from the desired channel signal, before being down-converted to the intermediate frequency (IF) by the mixer. A channel-select filter then performs channel selection at the IF, and after that demodulation or detection is carried out to retrieve the desired information.Figure 1. Simplified Block Diagram of Heterodyne ArchitectureThis single-IF scheme can lead to severe trade-off between sensitivity and selectivity [1]. If the intermediate frequency is high, the image then appears far away from the desired signal band and can easily be suppressed by a bandpass filter with typical cutoff characteristics. However, the channel selection filter now requires a very high Q-factor, which is defined as the ratio of the center frequency to the 3dB bandwidth, and filters with very high Q are difficult to design. If the IF is low, the channel selection has a more relaxed requirement, but proper image suppression becomes harder to achieve. Figure 2 shows the problems for high and low IF.Figure 2. Effect of Image for High and Low IFIn practice, more than one IF mixer stage can be used to alleviate the conflictbetween sensitivity and selectivity. For example, in a dual-IF heterodyne receiver, the RF signal is first down-converted to an IF that is high enough to allow easy suppression of the image. It is then down-converted to a second IF that is much lower than the first one to ease channel selection [1].B. Homodyne ReceiversIn a homodyne or direct conversion receiver, the incoming RF signal is down-converted to baseband (zero frequency) in one step by mixing with an oscillator output of the same frequency. The resulting baseband signal is then filtered with a low-pass filter to select the desired channel. This is illustrated in the block diagram in figure 3.Figure 3. Simplified Block Diagram of Homodyne ArchitectureDesired Image Desired Channel High IFLow IFBaseband OutputThe main advantage of a homodyne receiver is that it does not suffer the image problem as the incoming RF signal is down-converted directly to baseband without any IF stage. Another advantage of the homodyne architecture is its simplicity. Since it does not require any high frequency band-pass filter, which are usually implemented off-chip in a super-heterodyne receiver for appropriate selectivity [2], the homodyne requires less number of external components. However, the homodyne architecture does suffer from a number of implementation issues. The major disadvantage is that severe DC offsets can be generated at the output of the mixer when the leakage from the local oscillator is mixed with the local oscillator signal itself. This could saturate the following stages and affect the signal detection process. Also, since the mixer output is a baseband signal, it can easily be corrupted by the large flicker noise of the mixer [3], especially when the incoming RF signal is weak.C. Image-Reject ReceiversAlthough the image in a heterodyne receiver can be suppressed by filtering the signal with an image-reject filter, the image-reject filter has to operate at RF and the cutoff of the filter must be sharp, especially in systems having a low IF. This imposes a strict requirement on the Q-factor of the image-reject filter, as mentioned previously. In order to ease the design of the receiver while providing image-rejection, the image-reject architectures can be used.Figure 4 (a) Harley Architecture (b) Typical ImplementationOne type of image-reject receiver is the Hartley architecture [1]. The block diagram is shown in figure 4(a). The RF signal is first mixed with quadrature phases of the local oscillator signal. After filtering both mixer output with a low-pass filter, one of the resulting signals is shifted by 90o. Therefore, the sum of the two final signals cancels the image band to yield the desired signal, while the subtraction removes the desired band and selects the image. The main drawback of this architecture is that the receiver is very sensitive to the phase errors of the local oscillator signals [1], which causes incomplete image cancellation. Also, in the typical implementation of the Hartley architecture as shown in figure 4(b), mismatches of the R and C in the two signal paths due to process variations affect the image cancellation process.Another type of image-reject receiver is the Weaver architecture (figure 5). It is very similar to the Harley architecture, except that the 90o phase shift in one of the signal paths is replaced by another set of mixing operation in both signal paths. Similar to the Hartley receiver, if the phase difference of the two local oscillator signals is not perfectly 90o, the image can no longer be cancelled completely.Figure 5. Simplified Block Diagram of the Weaver ArchitectureIII. R eceiver Performance CharacterizationTo understand the design choices made in RF receiver systems, some standard parameters must be utilized to evaluate the performance of the receiver in the corresponding application. Apart from power dissipation which is important for all integrated circuits, an RF receiver is characterized by its sensitivity and dynamic range.One parameter that describes the sensitivity of a receiver is the minimum detectable signal (mds). It is related to the receiver noise and the system bandwidth by[1]:mds (dBm) = -174 dBm + 10 log BW + NF + SNRwhere BW is the overall system bandwidth. NF is the receiver noise figure, which is defined as the ratio of the total noise to the noise contributed by the source, all referred to the output. SNR is the signal-to-noise ratio required at the demodulator or detector input to achieve an acceptable bit-error rate, which is typically 10-3 [4].IF OutputFigure 6. Definitions of Dynamic Range ParametersRegarding the dynamic range of a receiver, two definitions can be applied: spurious-free dynamic range (SFDR) and blocking dynamic range (BDR) [4] (figure 6). SFDR is the input signal range from the noise floor up to the input power that creates intermodulation products equal to the noise power, while BDR is the input power range from the noise floor up to the 1-dB gain compression point (P -1dB ) [4]. Intermodulation products are undesired harmonics arising from the non-linearity of the receiver components [5], including the LNA and the mixers. In most RF receivers, third-order intermodulation dominates and the corresponding distortion is specified by the third-order intercept point (IP3), which is the intersection point of the fundamental frequency component gain curve and the third-order harmonics gain curve (see figure 6). In homodyne systems, even-order distortion can be severe [1] and the second-order intercept point (IP2) is also specified. The 1-dB gain compression point is the input power which compresses the linear gain (fundamental frequency component) by 1dB. The above parameters can be related to each other by the following relationships [4]:FloorP -1dB = IIP3 - 9.64 dBNoise Floor = -174dBm/Hz + NF + 10 logBWSFDR = 23 (IIP3 - Noise Floor)BDR = P -1dB - Noise FloorThe overall receiver dynamic range can therefore be determined by the noise figure and intermodulation intercept point of each individual component. For example, the cascaded noise figure and the cascaded intercept point of a system with three cascaded stages (figure 7) can be calculated by the following two equations [4,5]:NF TOTAL = NF 1 + 1A V1(NF 2-1) + 1A V1A V2(NF 3-1)IIP3TOTAL = [ 1IIP31 + A V1IIP32 + (A V1A V2)2IIP33]-1 where A Vi is the gain of stage i, NF i the noise figure of stage i, and IIP3i the 3-rd order intercept point of stage i.Figure 7. System with Three Cascaded StagesIV.RF Receiver IC’sAs mentioned previously, most cellular radios in the past used the heterodyne architecture. In spite of its simplicity, the homodyne architecture was seldom used mainlyStage 1 Stage 2Stage 3 NF TOTALIIP3TOTALdue to the dc offset problem. Since the performance and functionality requirements for many new emerging applications are different from the ones in the past, the homodyne architecture and some other approaches are becoming more practical to implement. In this section, four different RF receiver IC examples from recently published journal papers are discussed. The first three are examples of homodyne receivers, while the last one makes use of the image-reject architecture.The first example is a frequency-hopped spread-spectrum receiver operating in the 902-928 MHz industrial, scientific and medical (ISM) band [4]. It uses the direct-conversion (homodyne) architecture as shown in figure 8(a). The incoming RF signal from the antenna is first coupled to a fully differential LNA through a transformer (with balanced load - balun). The LNA uses a common-gate topology which can be easily designed to match the 50 Ohms source impedance, the standard impedance for many RF off-chip components. The LNA consists of on-chip inductor loads as shown in figure 8(b). One of the advantages of homodyne receiver is that the off-chip image-reject filter can be eliminated; therefore, the LNA only needs to drive a capacitive load and output impedance is not required to match to a 50Ohm load. The LNA output is then down-converted to baseband and dehopped by two mixers. The channel-select low-pass filters are realized by switched-capacitor circuits operating at 14.3 MHz, and each limiter consist of an input stage, a cascade of seven differential pairs, and rectifiers to generate the received signal-strength indicator (RSSI) output as shown in figure 8(c). DC offset as large as 1V generated by self-mixing can be suppressed by the feedback loop around the limiting amplifier. The low-pass filter in the feedback loop measures the average value ofthe differential limited output, and the input stage subtracts this off from the SC filter output. Since this receiver is designed for 4-FSK modulation and the baseband spectrum has relatively small enery at dc, the dc offset suppression does not affect the 4-FSK detection. This receiver is reported in [4] to have a cascaded noise figure of 8.6dB, and a cascaded IIP3 of –8.3dBm. It consumes 120mA of current from a 3V power supply.Figure 8 (a) Receiver Architecture used in [4] (b) LNA in [4] (c) Limiter in [4]The second example is a 2-GHz wide-band receiver for WCDMA applications[6]. It is a direct-conversion receiver and the the block diagram is shown in figure 9. Unlike modulation schemes such as binary frequency shift keying, dc notch is not available in WCDMA cellular systems. However, such a wide-band spread-spectrum system is not very sensitive to removal of the dc component, because the loss of one information bit is only an average over a period due to the spreading operation with a pseudorandom sequence. The cancellation of the dc offset is therefore carried out with a(a) (b)servo feedback loop around the entire baseband circuit, as shown in figure 9. According to [6], the double-sideband noise figure is 5.1dB, and the IIP3 and IIP2 are –9.5dBm and +38dBm. The receiver takes 128mA of current from a 2.7V supply.Figure 9. Architecture of 2-GHz WCDMA Receiver in [6]The third example is taken from [7] and is a CMOS direct-conversion receiver operating in the 5.2-5.7GHz band for wireless LAN applications. Fully differential circuit topology is used throughout the entire receiver to minimize the undesired signal coupling of the local oscillator leakage, and the circuit blocks are also designed to give a high degree of isolation from the local oscillator leakge. The receiver block diagram is shown in figure 10(a).Figure 10. (a) Architecture Block Diagram of Receiver in [7] (b) LNA in [7]LOIn-The incoming RF signal is first filtered by a bandpass filter and amplified by the LNA. The LNA is a common-source amplifier as shown in figure 10(b). The input matching at each LNA input terminal is achieved by on-chip inductors L1, L2, L3 and L4. Also, the two cascode transistors are used to isolate the local oscillator leakage from the mixer back to the input, and this helps to reduce the dc offset problem. The LNA output is then down-converted to baseband by a set of mixers with quadrature signals generated by an on-chip VCO. The VCO buffers improve the isolation between the mixer and the VCO, and provide large local oscillator signal which can increase mixer linearity and noise performance. As reported in [7], the receiver has a double-sideband noise figure of 3dB, an input 1-dB compression point of –21dBm, an IIP2 of 16.1dBm, an IIP3 of –11.3dBm and a power dissipation of 114mW at 3V power supply.The last example is a CMOS receiver for Dual-Band Applications [8]. It employs the Weaver image-reject architecture and operates in the 900-MHz/1.8-GHz band. Figure 11 shows the block diagram of the receiver. It takes advantage of the fact that addition and subraction of the image-reject receiver output can select the signal band located an IF above or below the local oscillator frequency (see figure 11). Two separate sets of duplexer, LNA’s and first IF mixers are used for the two signal bands. The band-select control shuts off the path that is idle to save power comsumption. The output from the first IF mixers are then filtered by the two bandpass filters, and a second set of mixers produce the I and Q basband output. The band-select control then selects the desired band by choosing either addition or subtraction. Since the first IF is midway between 900-MHz and 1.8-GHz, the 900-MHz spacing between the image and the desired signal band allowssubstantial supression of the image in the duplexers [8]. The reported receiver noise figure and IIP3 at 900-MHz is 4.7dB and –8dBm, and 4.9dB and –6dBm at 1.8-GHz. The total power dissipation is 75mW with a 3V power supply.Figure 11. Dual-band Receiver Architecture in [8]V. Future RF ReceiversWith the introduction of new wireless standards such as Bluetooth and third-generation cellular standard, future RF receivers need to process not only voice but also data signal at a comparatively high bit rate. This creates many challenges to RF receiver design because the receivers must be more compact with superior performance in order to satisfy the requirements of these new applications. It is also desirable to integrate multi-standard functionality on a single chip, and this means an even higher level of electronics integration is required to build these multi-standard multi-band receivers in a cost-effective manner. As seen from the foregoing discussions and examples of RF receiver IC’s, much work is being done to minimize the number of off-chip components and chip area, and innovations in new receiver architectures and circuit topologies are being made to accomplish these goals.References[1] B. Razavi, RF Microelectronics, Prentice-Hall, Upper Saddle River, 1998.[2] S. Mattisson, Technology Directions In Cellular Receivers, n.d.[3] H. Darabi, A. Abidi, “A 4.5mW 900-MHz CMOS Receiver for Wireless Paging”,IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 35, pp. 1085-1096, Aug. 2000[4] A. Rofougaran, G. Chang, J. Rael, J. Chang, M. Rofougaran, P. Chang, M.Djafari, J. Min, E. Roth, A. Abidi, H. Samueli, “A Single-Chip 900-MHz Spread-Spectrum Wireless Transceiver in 1-um CMOS - Part II: Receiver Design”, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol 33, pp. 535-547, Apr. 1998.[5] D. Pozar, Microwave Engineering, John Wiley & Sons, 1997[6] A. Parssinen, J. Jussila, J. Ryynanen, L. Sumanen, K. Halonen, “A 2-GHz Wide-Band Direct Conversion Receiver for WCDMA Applications”, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol 34, pp. 1893-1903, Dec 1999.[7] T. Liu, E. Westerwick, “5-GHz CMOS Radio Transceiver Front-End Chipset”,IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol 35, pp. 1927-1933, Dec. 2000.[8] S. Wu, B. Razavi, “A 900-MHz/1.8-GHz CMOS Receiver for Dual-BandApplications”, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol 33, pp. 2178-2185, Dec.1998.。