开关电源损耗有这些——看完这篇经验之谈恍然大悟(民熔)
开关电源常见损耗分析与对策
开关电源常见损耗分析与对策
以图一中典型的反激转换器(flyback converter)为例，去分析电源转换器的损耗。
因为反激转换器低价位和广泛的输入范围的特性，在实际应用层面受到欢迎。
对一个开关电源而言，主要的损耗包括了传导损耗(conduction loss)和切换损耗(switching loss)，以及由控制电路所造成的损耗。
表二、三、四分别对这些主要损耗，包括主要的传导损耗和切换损耗，控制电路所造成的损耗，列出了大约的估算，和常用的解决对策。
表二主要的开关损耗
表三主要的传导损耗
表四控制电路的主要损耗
可以很明显的发现无论是传导损耗或切换损耗，都和切换频率有很密切的关系。
降低切换频率可以有效的降低损耗，特别是在轻载时。
但由波宽调变产生器所产生的波宽必须被控制，免得造成磁性元件的饱和。
而且，反激转换器的输出能量可以表示为Po = (Vdc^2 ×Ton^2) /(2 ×Lp ×T) ×η，其中η代表转换效率。
在轻载时，导通时间(Ton)很短暂，增长切换週期(T)，或降低切换频率(fs)，是一个很直觉的想法。
buck电路 开关损耗 开关频率 导通损耗
buck电路开关损耗开关频率导通损耗【深入探究Buck电路的开关损耗与导通损耗】1. 引言：Buck电路是一种常用的降压型DC-DC转换器，广泛应用于各种电子设备中。
Buck电路通过开关频率的控制，将高压输入电源转换为所需的低压输出电源。
然而，在Buck电路的工作过程中，会产生开关损耗与导通损耗，这两种损耗对电路的效率和性能有重要影响。
2. 开关损耗：开关损耗是指在Buck电路的开关元件（如MOSFET）开关过程中产生的能量损耗。
在每个开关周期内，当MOSFET从导通状态切换到关断状态时，会出现导通损耗和关断损耗。
导通损耗主要由MOSFET的导通电阻和开关电压之间的功率损耗导致，关断损耗则是由于MOSFET在关断过程中的开关电压和关断电流之间的功率损耗引起。
3. 导通损耗：导通损耗是指在Buck电路的开关元件导通状态下产生的能量损耗。
当MOSFET处于导通状态时，会因为导通电阻而产生功率损耗。
导通电阻主要受到MOSFET的导通电阻和电流大小的影响，通过减小导通电阻和控制合理的电流大小，可以降低导通损耗。
4. 开关频率：在Buck电路中，开关频率的选择对开关损耗和导通损耗有着重要的影响。
较高的开关频率可以减少每个开关周期的时间，从而降低了开关损耗；而较低的开关频率则能减少开关元件切换的频率，降低导通损耗。
在选择开关频率时，需要权衡开关损耗和导通损耗之间的关系，以达到最佳的效果。
5. 个人观点和理解：Buck电路的开关损耗与导通损耗是在电路设计中需要重视的问题。
通过合理选择开关频率，能够在一定程度上平衡这两种损耗，从而提高Buck电路的效率和性能。
为了降低开关损耗，可以采用功率金属氧化物半导体场效应管（MOSFET）来替代传统的二极管开关，因为MOSFET具有更低的导通电阻。
选择合适的开关频率也是关键，需考虑电路工作条件和所需的输出电压范围。
通过精心设计和优化Buck电路，在保证稳定输出电压的前提下，可以最大程度地降低开关损耗和导通损耗，提高电路效率和性能。
开关电源设计-开关电源损耗分析与减小的方法
1.4 同步整流器可以使输出整流器导 通损耗的降低
为了降低输出整流器的导通损耗，可以采 用MOSFET构成同步整流器，如果一个导 通电阻为10mΩ的MOSFET流过20A电流， 其导通电压降仅仅0.2V！明显低于肖特基 二极管的在这个电流下的导通电压，如果 流过10A电流，则导通电压会更低。 这就是现在的高效率开关电源的输出整流 器采用同步整流器的最主要的原因。
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尽可能增加占空比可以降低导通损 耗
在开关管额定电流相同的条件下。占空比 为0.5的导通损耗是占空比0.4的导通损耗的 80%、是占空比0.4的导通损耗的60%。 这种损耗的减少是在不增加成本和电路复 杂性条件下通过改变工作状态轻而易举得 到的。
常规技术下开关管的导通损耗比例
MOSFET作为开关管时，导通损耗一般占 开关管总损耗的2/3； IGBT作为开关管时，导通损耗一般占开关 管总损耗的1/3。
开关管的驱动 驱动MOSFET实际上是对MOSFET的栅极 电容的充放电过程。 例如在100ns时间内驱动一个100nC栅极电 荷的MOSFET由关断到导通或由导通到关 断需要1A驱动电流，如果是200mA则驱动 时间就会变为500ns。对应的开关损耗将会 增加到1A驱动电流的5倍。 因此，驱动电流对于快速开关MOSFET非 常重要。
开关电源功耗分析
开关电源损耗分析1、输入和输出整流器损耗（占输入功率的２％以上）1）、输入浪涌电流抑制电路的损耗浪涌电流：上电是由于滤波电容器的电压不能跃变而导致的上电浪涌电流抑制方法：采用负温度系数热敏电阻；0.5~2W损耗；保险管损耗2）、电源滤波器的损耗共模电感绕组电阻的损耗；差模电感绕组电阻损耗；电源滤波器的Ｘ、Ｙ电容器的损耗；３）、输入整流器的损耗整流二极管通态的有效电压和电流将高于具有ＰＦＣ功能的整流电路损耗４）、滤波电容器的损耗滤波电容器的等效串联电阻（ＥＳＲ）与流过电容器两端的纹波电流平方的乘积；在无ＰＦＣ整流电路时，滤波电容器将流过约１Ａ的２陪的工频纹波电流。
桥式变换器的纹波电流比较低。
反激式变换器有很大开关频率的纹波电流约为１Ａ。
5）、输出整流的损耗输出整流的损耗：主要由输出整流器的开关损耗即反向恢复所造成的损耗。
与电路结构；控制模式；流过整流器的电流有效值有关。
电路结构：桥式变换器；推挽变换器：输出整流电路为全波整流电路其特点为：一个整流管导通压降低；占空比高，可以降低峰值电流和电流有效值。
单管，双管正激式采用续流二极管的半波整流电路：两个二极管压降，占空比约0.4，输出电流峰值和有效值比较高，相对损耗大。
单管，双管反激式变换器输出整流器工作于电流断续模式下，流过整流管的峰值电流和有效值电流比电流连续时的还要大，因此功耗最大2、开关损耗（主变换器的损耗）1）、利用软开关的方法降低开关管的开关损耗2）、3、缓冲电路损耗１）、4、导通损耗1）、采用同步整流器降低低压输出的整流器导通损耗5、控制、检测、驱动和保护电路损耗１）、6、滤波电容器的损耗１）、滤波电容器的损耗滤波电容器的等效串联电阻（ＥＳＲ）与流过电容器两端的纹波电流平方的乘积；在无ＰＦＣ整流电路时，滤波电容器将流过约１Ａ的２陪的工频纹波电流。
桥式变换器的纹波电流比较低。
反激式变换器有很大开关频率的纹波电流约为１Ａ、7、多级电源变换的损耗１）、8、变压器和电感的损耗１）、单端反激式变换器由于要承担变压器和电感的双重作用，因此，反激式变压器损耗最大。
buck电路 开关损耗 开关频率 导通损耗
标题：深度剖析Buck电路中的开关损耗与导通损耗在电源系统中，Buck电路是一种常见的降压开关电源，其工作稳定、效率高、成本低，因而受到了广泛的应用。
然而，在实际应用中，Buck电路的开关损耗和导通损耗是影响其效率和稳定性的重要因素。
本文将全面探讨Buck电路中的开关损耗和导通损耗，从简单到深入地剖析其原理和影响因素。
1. 核心概念Buck电路是一种电源降压转换器，通过开关管（MOSFET）的开关动作，将输入电压转换为输出电压。
在其工作过程中，开关管的导通和关断会产生开关损耗和导通损耗。
2. 开关损耗开关损耗是由开关管的导通和关断动作引起的能量损失。
主要包括导通时的通态损耗和关断时的反向恢复损耗。
导通时，开关管处于导通状态，存在导通电压降和导通电流，由此产生的功率损耗即为通态损耗；而在关断过程中，由于开关管内外部电感和电容的能量存储和释放，产生反向恢复损耗。
3. 导通损耗在Buck电路中，导通损耗是由开关管和二极管的导通引起的能量损耗。
在导通状态下，由于开关管和二极管内阻的存在，以及导通时的通态电压降和导通电流，会产生导通损耗。
4. 影响因素开关频率是影响Buck电路开关损耗和导通损耗的关键因素之一。
较高的开关频率会减小开关管和二极管的导通和关断时间，从而减小损耗。
然而，较高的开关频率也会导致开关管和二极管的开关损耗增加。
5. 个人观点在实际应用中，合理设计Buck电路的开关频率和开关管、二极管的参数是至关重要的。
在追求高效率和稳定性的需要综合考虑开关损耗和导通损耗，以达到最佳的性能和成本效益。
总结通过本文对Buck电路中的开关损耗和导通损耗的深入剖析，我们了解到了其工作原理和影响因素。
在实际应用中，我们应该综合考虑开关频率、开关管、二极管的参数等因素，以最大程度地降低损耗、提高效率和稳定性。
结语Buck电路中的开关损耗和导通损耗是影响其性能的重要因素，我们需要深入理解和合理设计，以应对不同的应用场景和要求。
开关电源串联均流方法汇总——这篇经验之谈再不看看就晚了(民熔)
开关电源三大串联均流技巧开关电源并联均流技术在实际应用中，往往由于一台直流稳定电源的输出参数（如电压、电流、功率）不能满足要求，而满足这种参数要求的直流稳定电源，存在重新开发、设计、生产的过程，势必加大电源的成本、延长交货时间、影响工程进度。
因此在实用中往往采用模块化的构造方法，采用一定规格系列的模块式电源，按照一定的串联或并联方式，分别达到输出电压、输出电流、输出功率扩展的目的。
但是电源输出参数的扩展，仅仅通过简单的串、并联方式还不能完全保证整个扩展后的电源系统稳定可靠的工作。
不论电源模块是扩压还是扩流，均存在一个“均压”、“均流”的问题，而解决方法的不同，对整个电源扩展系统的稳定性、可靠性都有很大的影响。
均流的主要任务是：（1）当负载变化时，每台电源的输出电压变化相同。
（2）使每台电源的输出电流按功率份额均摊。
1、最大电流自动均流法（民主均流法，自动主/从控制法）（1）工作原理电阻R用一个二极管代替，二极管正端接a，负端接b。
这样只有当n个单元中输出电流最大的一个电流放大器输出才能使二极管导通，从而影响均流母线电压，进而达到该单元均流调节作用。
这种方法一次只有一个单元参与调节工作。
（2）特点·在这种均流方式下，参与调节的单元由n个单元中的最大输出电流单元决定，一次只有这个最大输出电流单元工作，这个最大电流单元是随机的，所以有人把这种均流方法叫做“民主均流法”。
又由于一旦最大均流单元工作，它处于主控状态，别的单元则处于被控状态，因此又有人把这种方法叫做“自动主/从控制法”。
·由于二极管总有正向压降，因而主单元均流总有误差，而从单元的均流效果是较好的。
美国优尼则公司的UC3907集成均流控制芯片就工作在这种方式下。
最大均流法的特点和平均电流法的特点相似。
2、平均电流型自动负载均流法（自动均流）这种均流方式采用一个窄带电流放大器，输出端通过阻值为R的电阻连到均流母线上，n个单元采用n个这种结构。
周立功致远电子：磁性元件在开关电源中都有哪些损耗？
周立功致远电子：磁性元件在开关电源中都有哪些损耗？摘要：电源效率是电源的关键参数，除了需要了解开关元件的功耗组成，还要理解开关电源中磁性元件损耗的成分，这对降低开关电源损耗具有非常重要的意义。
开关电源磁性元件一般就是指变压器和电感，变压器在开关电源中应用非常广泛。
变压器的作用大致是提供初级和次级的电气隔离，使输出电压或升或降，传送能量。
电感在开关电源中起着储能和滤波作用。
在典型的降压转换中，电感的一端是连接到DC输出电压，另一端通过开关频率切换连接到输入电压或者GND，在开关判断期间对负载提供持续的能量。
通常情况下，磁性元件的损耗占开关电源总损耗的15%左右，了解磁性元件的损耗的组成对提高电源效率具有重要意义。
磁性元件上发生的损耗包括铁损和铜损。
铁损变压器铁损包括磁滞损耗、涡流损耗和剩余损耗。
磁滞损耗磁畴在电磁磁化作用下发生的转动，其中的弹性转动是储能，将来反向磁化磁能还会释放，但是另一部分刚性摩擦造成的形变就以热的形式散发出去，也就是磁滞损耗，它与磁滞回线的面积成正比. 磁滞损耗可以利用ZDS2024电源测试插件可计算。
这对于提高开关电源的效率具有重要的指导意义。
图1 磁芯的磁滞回线涡流损耗当变压器工作时。
磁芯中有磁力线穿过，在与磁力线垂直的平面上就会产生感应电流，由于电流自成闭合回路形成环流，且成旋涡状，故称为涡流。
涡流的存在使磁芯发热，消耗能量，这种损耗称为涡流损耗。
图2 磁芯中的涡流图3 叠片变化磁通产生的涡流剩余损耗主要是在高频1MHz以上一些驰豫损耗和旋磁共振等，在开关电源几百KHz的电力电子场合剩余损耗比例非常低，可以近似忽略。
铜损变压器绕组的损耗包含直流损耗和交流损耗。
1.直流损耗直流损耗主要是因为电流流过变压器绕组的实阻抗而引起的损耗，正比于电流有效值大小的平方. P=I2*R2.交流损耗相对复杂，包含绕组趋肤效应，临近效应引起的损耗。
a)集肤效应集肤效应又叫趋肤效应，是指导体通过交流电流时，在导体截面中，存在边缘部分电流密度大，中心部分电流密小的现象。
开关电源待机损耗
开关电源功耗分析首先要分析开关电源损耗的构成。
以反激式电源为例，其工作损耗主要表现为：MOSFET 导通损耗，MOSFET寄生电容损耗，开关交叠损耗，PWM控制器及其启动电阻损耗，输出整流管损耗，箝位保护电路损耗，反馈电路损耗等。
其中前三个损耗与频率成正比关系，即与单位时间内器件开关次数成正比。
在待机状态，主电路电流较小，MOSFET导通时间ton 很小，电路工作在DCM模式，故相关的导通损耗，次级整流管损耗等较小，此时损耗主要由寄生电容损耗和开关交叠损耗和启动电阻损耗构成。
提高待机效率的方法根据损耗分析可知，切断启动电阻，降低开关频率，减小开关次数可减小待机损耗，提高待机效率。
具体的方法有：降低时钟频率；由高频工作模式切换至低频工作模式，如准谐振模式（QuasiResonant，QR）切换至脉宽调制（PulseWidthModulation，PWM），脉宽调制切换至脉冲频率调制（PulseFrequencyModulation，PFM）；可控脉冲模式（BurstMode）。
（一）切断启动电阻对于反激式电源，启动后控制芯片由辅助绕组供电，启动电阻上压降为300V左右。
设启动电阻取值为47kΩ，消耗功率将近2W.要改善待机效率，必须在启动后将该电阻通道切断。
TOPSWITCH，ICE2DS02G内部设有专门的启动电路，可在启动后关闭该电阻。
若控制器没有专门启动电路，也可在启动电阻串接电容，其启动后的损耗可逐渐下降至零。
缺点是电源不能自重启，只有断开输入电压，使电容放电后才能再次启动电路。
（二）降低时钟频率时钟频率可平滑下降或突降。
平滑下降就是当反馈量超过某一阈值，通过特定模块，实现时钟频率的线性下降。
POWER公司的TOPSwitch-GX和SG公司的SG6848芯片内置了这样的模块，能根据负载大小调节频率。
（三）切换工作模式1.QR→PWM对于工作在高频工作模式的开关电源，在待机时切换至低频工作模式可减小待机损耗。
开关电源的开关损耗
开关电源的开关损耗作者：Roger Kenyon 美信公司应用工程部总监Switching loss in switch-mode power supplies基于电感的开关电源（SM-PS）包含一个功率开关，用于控制输入电源流经电感的电流。
大多数开关电源设计选择MOSFET作开关（图1a中Q1），其主要优点是MOSFET在导通状态具有相对较低的功耗。
MOSFET完全打开时的导通电阻（RDS(ON)）是一个关键指标，因为MOSFET的功耗随导通电阻变化很大。
开关完全打开时，MOSFET的功耗为ID2与RDS(ON)的乘积。
如果RDS(ON)为0.02W，ID为1A，则MOSFET功耗为0.02*12=0.02W。
功率MOSFET的另一功耗源是栅极电容的充放电。
这种损耗在高开关频率下非常明显，而在稳态（MOSFET连续导通）情况下，MOSFET 栅极阻抗极高，典型的栅极电流在纳安级，因此，这时栅极电容引起的功耗则微不足道。
转换效率是SMPS的重要指标，须选择尽可能低的RDS(ON)。
MOSFET制造商也在坚持不懈地开发低导通电阻的MOSFET，以满足这一需求。
随着蜂窝电话、PDA及其他电子设备的体积要求越来越小，对电子器件，包括电感、电容、MOSFET 等的尺寸要求也更加苛刻。
减小SMPS体积的通用方法是提高它的开关频率，开关频率高容许使用更小的电感、电容，使外部元件尺寸最小。
不幸的是，提高SMPS的开关频率会降低转换效率，即使MOSFET的导通电阻非常小。
工作在高开关频率时，MOSFET的动态特性，如栅极充放电和开关时间变得更重要。
可以看到在较高的开关频率时，高导通电阻的MOSFET反而可以提高SMPS的效率。
为了理解这个现象就不能只看MOSFET的导通电阻。
下面讨论了N沟道增强型MOSFET的情况，其它类型的MOSFET具有相同结果。
图1. 一个典型的升压转换器（a）利用MOSFET控制流经电感至地。
估算电感在开关电源中的损耗
估算电感在开关电源中的功耗开关电源的功耗是多方面的包括功率MOSFET损耗、输入/输出电容损耗、控制器静态功耗以及电感损耗。
本文主要讨论电感损耗。
众所周知电感损耗包括两方面其一是与磁芯相关的损耗即传统的铁损其二是与电感绕组相关的损耗即通常所谓的铜损。
功率电感在开关电源中作为一种储能元件开关导通期间存储磁能开关断开期间把存储的能量传送给负载。
磁滞特性是磁芯材料的典型特性正是它产生电感磁芯的损耗。
导磁率越大磁滞曲线越窄磁芯功耗越小。
图1 电感功耗的等效模型电感磁芯中的功耗电感在一个开关周期内由于磁场强度改变产生的能量损耗是在开关导通期间输入电感的磁能与开关断开期间输出磁能之间的差值。
如果用ET代表一个开关周期电感的能量则。
根据安培定律和法拉第定律上述等式中的ET为。
随着电感电流减小磁场强度减弱而磁感应强度从另一回路返回并变小。
在此期间大部分能量传送给负载而存储能量和传送能量之间的差值即为损失的能量。
而磁芯由于磁滞特性引起的功耗是上述能量损耗乘以开关频率。
该损耗大小与艬n有关对于大多数铁氧体材质磁芯而言n介于2.53之间。
到目前为止上述磁芯储能和损耗的推导与结论都基于下列条件磁芯工作在非饱和区开关频率在磁芯正常工作范围内。
电感磁芯除了上述的磁滞损耗外第二种主要损耗是涡流损耗。
感应涡流在磁芯中流动将产生I2×R或V2/R的功耗。
如果把磁芯想象为一个高阻值元件RC那么在RC将产生感应电压根据法拉第定律其中AC为磁芯的有效截面积因此功耗为由此可见磁芯由于涡流导致的功耗与磁芯中单位时间内磁通变化量的平方成正比。
另外由于磁通变化量直接与所加电压成正比所以磁芯的涡流功耗与电感电压和占空比成正比即其中VL为电感电压tAPPLIED为一个开关周期TP中开关的导通ON或截止OFF时间。
由于磁芯材料的高阻特性通常涡流损耗比磁滞损耗小得多通常数据手册中给出的磁芯损耗包括涡流损耗和磁滞损耗。
测量磁芯的损耗是很困难的事情因为它包括繁琐的磁感应强度测量和磁滞回路面积估算多数电感厂家并未提供这些参数。
开关电源检修及损耗计算知识总结
开关电源检修及损耗计算知识总结开关电源检修的方法1．假负载法在维修开关电源时，为区分故障出在负载电路还是电源本身，经常需要断开主负载，并在开关电源主电压输出端加上假负载进行试机，如图4-1所示。
之所以要接假负载，是因为开关管在截止期间，储存在开关变压器一次绕组的能量要向二次侧释放，如果不接假负载，则开关变压器储存的能量无处释放，极易导致开关管击穿损坏。
关于假负载，应根据开关电源的输出电压（或功率）的大小进行选择，一般而言，若输出电压在100V以上，应选择40～100W的灯泡或300Q 左右的大功率电阻做假负载；若输出电压在30V以下，可选择汽车／摩托车上用的灯泡或600Ω～lkΩ大功率电阻做假负载。
另外需要说明的是，有些电子产品，其开关电源的直流电压输出端通过一个电阻接地，相当于接了一个假负载，因此，对于这种结构的开关电源，维修时不需要再接假负载。
2．短路法并联型开关电源一般采用带光电耦合器的直接取样稳压控制电路，当输出电压高时，可采用短路法来区分故障范围。
短路检修法的过程是：先短路光电耦合器的光敏接收管的两脚，相当于减小了光敏接收管的内阻，测主电压仍未变化，则说明故障在光电耦合器之后（开关变压器的一次电路一侧）。
反之，故障在光电耦合器之前的电路。
需要说明的是，短路法应在熟悉电路的基础上有针对性地进行，不能盲目短路，以免将故障扩大。
另外，从检修的安全角度考虑，短路之前，应断开负载电路。
3．串联灯泡法所谓串联灯泡法，就是取掉输入回路的保险丝（熔断器），用一个60W/220V的灯泡串在保险丝两端。
当通入交流电后，如灯泡很亮，则说明电路有短路现象。
由于灯泡有一定的阻值，如60W/220V的灯泡，其阻值约为500Ω（指热阻），所以起到一定的限流作用。
这样，一方面能直观地通过灯泡的明亮度来大致判断电路的故障；另一方面，由于灯泡的限流作用，不至于立即使已有短路的电路烧坏元器件。
直至排除短路故障后，灯泡的亮度自然会变暗，最后再去掉灯泡，换上保险丝。
开关电源的总损耗
开关电源的总损耗开关电源的总损耗根据效率定义，电源的总损耗为△P=Pi－Po=Po(1/η－1) (7.3.2)总损耗包括功率器件、变压器、滤波电路、缓冲电路、辅助电源、EMI滤波、保险丝、假负载等一切损耗。
有时“变换器效率”，实际上仅只包含功率电路、变压器、整流滤波电路和缓冲电路损耗，不包含除此以外的其他电路损耗，甚至不包含功率开关驱动损耗。
开关电源适配器设计开始，应当对所设计电源效率有一个恰当的估计，由此选择功率开关。
用式（7.3.2）计算出允许的总损耗。
再根据所选择拓朴给出功率电路的允许损耗——功率开关损耗Ps，变压器损耗Pt，滤波器损耗Pf，漏感引起的损耗Pls，缓冲电路损耗Psn，整流损耗Pr等等。
辅助电源如果是直接取自于输入电压，不影响功率电路输入功率，可根据所选择的功率器件，保护电路和显示电路的消耗电流，单独给出允许损耗；如果辅助电源采用自举供电，在功率电路中还应当包含其损耗。
功率开关损耗Ps包括功率管导通和开关损耗。
导通损耗与电流I或电流的平方I2成正比。
高压器件比低压器件导通电阻（或压降）大，更长的开关时间，因此通态损耗和开关损耗也大。
开关损耗随频率增加而增加，因此高压大功率开关电源一般开关频率较低。
IGBT电压定额一般在500V以上，导通压降在2-3V，从损耗的观点看不适宜工作在低电压（小于200V）和工作频率超过30kHz电路中。
低压MOSFET电流定额越大，导通电阻越小。
如果将大电流定额的器件用在小工作电流场合，导通损耗明显降低，但大电流器件的栅极电荷比小电流大，栅极驱动损耗将明显增加，因此必须在栅极损耗和导通损耗之间折中，但栅极损耗随开关频率增加而增加，如果采用大马拉小车，开关频率是调节损耗的重要因素。
双极型功率管通态压降一般在1V以上，为减少存储时间，通常采用抗饱和措施，导通压降增加。
粗略估计，可以假定开关损耗等于导通损耗。
变压器损耗Pt包括磁芯损耗和线圈损耗（铜损耗）。
【干货】开关电源MOS的8大损耗计算与选型原则!
【干货】开关电源MOS 的8 大损耗计算与选型原
则！
一、MOS 设计选型的几个基本原则
建议初选之基本步骤：
1.电压应力
在电源电路应用中，往往首先考虑漏源电压VDS 的选择。
在此上的基本原则为MOSFET 实际工作环境中的最大峰值漏源极间的电压不大于器件规格书中标称漏源击穿电压的90% 。
即：
VDS_peak≤90% * V(BR)DSS
注：一般地，V(BR)DSS 具有正温度系数。
故应取设备最低工作温度条件
下之V(BR)DSS 值作为参考。
2.漏极电流
其次考虑漏极电流的选择。
基本原则为MOSFET 实际工作环境中的最大周期漏极电流不大于规格书中标称最大漏源电流的90% ；漏极脉冲电流峰值不大于规格书中标称漏极脉冲电流峰值的90% 即：
ID_max≤90% * ID
ID_pulse≤90% * IDP
注：一般地，ID_max 及ID_pulse 具有负温度系数，故应取器件在最大
结温条件下之ID_max 及ID_pulse 值作为参考。
器件此参数的选择是极为
不确定的—主要是受工作环境，散热技术，器件其它参数（如导通电阻，热阻等）等相互制约影响所致。
最终的判定依据是结点温度（即如下第六条之“耗散功率约束”）。
根据经验，在实际应用中规格书目中之ID 会比实际最大工作电流大数倍，这是因为散耗功率及温升之限制约束。
在初选计算时期还。
开关电源易损元件以及故障分析
开关电源易损元件以及故障分析现在电子电路中，有很多故障是由开关电源故障引起的，而开关电源的常见故障中，又有大部分是由一些易损件损坏而引起。
比如说，在开关电源中的开关管，经常性损坏，但是开关变压器，损坏的几率却又极小!几乎可以忽略不计。
所以以下，我总结了开关电源中一些比较容易损坏的元件，以及损坏后会出现什么故障现象，分享给大家。
1.保险管烧保险大多数是后级电路大电流引起，也就是说后面的电路有短路情况，比如说开关管，限流电阻，桥堆烧坏短路，芯片损坏，大滤波电容损坏等等都会引起烧断保险，故障现象为通电无反应。
(温馨提示：如果换了保险管后，不要贸然通电测试，一定要找出故障或采取一定措施后才通电)2，滤波电容损坏(300V的大电容)滤波电容漏电或容量降低，会造成死机或开机无反应，滤波电容损坏一般从外观上可以看到电容鼓包。
(当然也有不鼓包的)3.输出滤波电容：故障现象和滤波电容坏差不多。
4.开关管第一点讲过，开关告损坏后一般会烧保险，限流电阻也会跟随着损坏，有些时候连PWM芯片也跟着烧坏(不过这种现象不多)。
既然保险管都烧了，故障现象肯定是通电无反应。
5，稳压二极管。
在二极管所承受反向电压大于其标称稳压值的情况下，稳压管会反向击穿，但是这种击穿是可以恢复的，即在电压值降低以后，稳压管会脱离击穿状态，相当于开路。
如果是短路，那么稳压管已经损坏了，电流超过稳压管承受电流造成，为热击穿，不可恢复的。
6.光藕与TL431这两个元件损坏一般会造成输出电压不稳定或无电压输出，如何检测，在我前面的文章中有专门介绍过(取样电阻损坏同样会造成同类问题)。
7.启动电阻：启动电阻是接在300V电源与开关管基极之间，启动电阻损坏会造成有300V，但是无电压输出，而整机无反应。
8.限流电阻：顾名思义，该电阻损坏过流保护电路工作，和启动电阻一样300V 无输出电压。
9.PWM控制芯片：PWM损坏会造成有300V，但是无输出电压还会重复烧开关管和保险，检测时可以打对地阻值来判断其好坏，正常对地阻值除了其对地脚外，其他引脚都有几百欧姆。
工程师必读开关电源MOS的8大损耗
工程师必读开关电源MOS的8大损耗在器件设计选择过程中需要对MOSFET的工作过程损耗进行先期计算（所谓先期计算是指在没能够测试各工作波形的情况下，利用器件规格书提供的参数及工作电路的计算值和预计波形，套用公式进行理论上的近似计算）。
MOSFET的工作损耗基本可分为如下几部分：1、导通损耗Pon导通损耗,指在MOSFET完全开启后负载电流（即漏源电流）IDS(on)(t)在导通电阻RDS(on)上产生之压降造成的损耗。
导通损耗计算：先通过计算得到IDS(on)(t)函数表达式并算出其有效值IDS(on)rms，再通过如下电阻损耗计算式计算：Pon=IDS(on)rms2×RDS(on)×K×Don说明：计算IDS(on)rms时使用的时期仅是导通时间Ton，而不是整个工作周期Ts；RDS(on)会随IDS(on)(t)值和器件结点温度不同而有所不同，此时的原则是根据规格书查找尽量靠近预计工作条件下的RDS(on)值（即乘以规格书提供的一个温度系数K）。
2、截止损耗Poff截止损耗，指在MOSFET完全截止后在漏源电压VDS(off)应力下产生的漏电流IDSS造成的损耗。
截止损耗计算：先通过计算得到MOSFET截止时所承受的漏源电压VDS(off)，在查找器件规格书提供之IDSS，再通过如下公式计算：Poff=VDS(off)×IDSS×（1-Don）说明：IDSS会依VDS(off)变化而变化，而规格书提供的此值是在一近似V(BR)DSS条件下的参数。
如计算得到的漏源电压VDS(off)很大以至接近V(BR)DSS则可直接引用此值，如很小，则可取零值，即忽略此项。
3、开启过程损耗开启过程损耗，指在MOSFET开启过程中逐渐下降的漏源电压VDS(off_on)(t)与逐渐上升的负载电流（即漏源电流）IDS(off_on)(t)交叉重叠部分造成的损耗。
开关电源电路经典小技巧——这篇宝藏文档看完收获满满(民熔)
开关电源电路经验之谈1、整流桥并联在小功率设计中，一般很少用到整流桥的并联，但在某些大功率输出的情况下，不想增添新的器件单个整流桥电流又不满足输入功率要求，就需要用到整流桥的并联了，整流桥的并联不能采用两个整流桥各自整流后直流并联的方式，因为整流桥没有配对，单纯靠自身的V-I特性，一般是无法均流的，这样就会造成两个整流桥发热不一致。
通常认为在一个封装内的两个二极管是非常匹配的，是可以均分电流的，所以采用这种方式就可以实现整流桥的并联了。
2、浮地驱动在驱动电路设计中，经常会提到MOS管需要浮地驱动，那么什么是浮地驱动呢？简单的说就是MOS管的S极与控制IC的地不是直接相连的，也就是说不是共地的。
以我们常用的BUCK电路为例，控制IC的地一般是与输入电源的地共地的，而MOS管的S极与输入电源的地之间还有一个二极管，所以控制IC的驱动信号不能直接接到MOS 管的栅极，而需要额外的驱动电路或驱动IC，比如变压器隔离驱动或类似IR2110这样的带自举电路的驱动芯片。
当然还有另外的方式，那就是采用别的方式给控制IC供电，然后将控制IC的地连接到MOS管的S端，这样就不是浮地了，控制IC 的输出就可以直接驱动MOS管。
3、滞环比较器在保护电路中，为了防止保护电路在保护点附近来回震荡，所以一般都增加一定的滞环。
比如1M电阻就起到滞环的作用，如果没有1M电阻，很明显，VF 电压达到2.5V运放输出低电平，低于2.5V，运放输出高电平。
增加1M电阻后，在运放输出低电平时，6脚电平为0.7+（2.5-0.7）*1000/1010=2.48V。
当VF低于6脚电平后，7脚输出高电平（如果运放供电15V，7脚输出可按照14V计算）可以计算此时6脚电平为2.5+（14-2.5）*10/1010=2.61V，如果这是一个输入欠压保护电路，且VF为100：1的取样，则当输入电压高于261V，电路正常工作，当电压低于248V才会欠压保护，这样就增强了保护电路的抗干扰能力。
开关电源电磁元件损耗计算
磁芯损耗 磁芯单位损耗 磁芯体积 PCore = PFe •Ve Pcore
mW PFe
mW/cm3 Ve
mm3
总损耗 为 PTotal
PTotal = PCu + PCore
主变压器
以磁损为主，铜损为副，考虑邻近效应 磁磁芯芯磁损导耗率只能/工近作似状采态用表标现准为功振耗幅测磁试导的率一，定即频交率变和磁工场作单磁向密或下双的向正振弦幅波大损的耗磁进导行率计；算； 由于方波的损耗要比正弦波损耗低 10%，故损耗可降低 ； 10%
常见器件损耗计算方法 ----开关电源电磁元件类
输入滤波器 差模电感器
以铜损为主， 器件工作频率低，故磁损忽略
哪哪些些参参数数来需自要设Da计ta提sh供ee或t/实承测认提书供？？----常-常温温242℃4℃下下直直流流电电阻阻值值RR0 0M、ax输入有效电流值 IRMS
工作条件下的电阻值由于工作温度作用，需重新计算，最高工作温度定义为 110℃，电阻值 R110 为
层
绕制结构 原~副~原~副/副~原~副~原 原~副~原/副~原~副 原~副/副~原
铜损总功耗乘积
2Ppri+1.5Psec 2Ppri+3Psec 3Ppri+3Psec
总铜损为原副边铜损之和，若考虑邻近效应，按上式进行计算：
PcuTotal
=
I R 2 RMSP 110P
+
I
2 RMSS
R110S
磁芯单位损耗 工作磁密 工作频率 PFe = af c Bmd PFe
mW/cm3 dB
kG f
kHz
工作频率
a
c
d
f<100kHz
开关电源的总损耗
开关电源的总损耗开关电源的总损耗根据效率定义，电源的总损耗为△P=Pi－Po=Po(1/η－1)(7.3.2)总损耗包括功率器件、变压器、滤波电路、缓冲电路、辅助电源、EMI滤波、保险丝、假负载等一切损耗。
有时“变换器效率”，实际上仅只包含功率电路、变压器、整流滤波电路和缓冲电路损耗，不包含除此以外的其他电路损耗，甚至不包含功率开关驱动损耗。
开关电源适配器设计开始，应当对所设计电源效率有一个恰当的估计，由此选择功率开关。
用式（7.3.2）计算出允许的总损耗。
再根据所选择拓朴给出功率电路的允许损耗——功率开关损耗Ps，变压器损耗Pt，滤波器损耗Pf，漏感引起的损耗Pls，缓冲电路损耗Psn，整流损耗Pr等等。
辅助电源如果是直接取自于输入电压，不影响功率电路输入功率，可根据所选择的功率器件，保护电路和显示电路的消耗电流，单独给出允许损耗；如果辅助电源采用自举供电，在功率电路中还应当包含其损耗。
功率开关损耗Ps包括功率管导通和开关损耗。
导通损耗与电流I或电流的平方I2成正比。
高压器件比低压器件导通电阻（或压降）大，更长的开关时间，因此通态损耗和开关损耗也大。
开关损耗随频率增加而增加，因此高压大功率开关电源一般开关频率较低。
IGBT电压定额一般在500V以上，导通压降在2-3V，从损耗的观点看不适宜工作在低电压（小于200V）和工作频率超过30kHz电路中。
低压MOSFET电流定额越大，导通电阻越小。
如果将大电流定额的器件用在小工作电流场合，导通损耗明显降低，但大电流器件的栅极电荷比小电流大，栅极驱动损耗将明显增加，因此必须在栅极损耗和导通损耗之间折中，但栅极损耗随开关频率增加而增加，如果采用大马拉小车，开关频率是调节损耗的重要因素。
双极型功率管通态压降一般在1V以上，为减少存储时间，通常采用抗饱和措施，导通压降增加。
粗略估计，可以假定开关损耗等于导通损耗。
变压器损耗Pt包括磁芯损耗和线圈损耗（铜损耗）。
开关电源的损耗影响因素超全解读——这篇经验之谈确定不来看看？(民熔)
开关电源损耗影响因素有哪些要提高开关电源的效率，就必须分辨和粗略估算各种损耗。
开关电源内部的损耗大致可分为四个方面：开关损耗、导通损耗、附加损耗和电阻损耗。
这些损耗通常会在有损元器件中同时出现，下面将分别讨论。
与磁性元件有关的损耗对一般设计工程师而言，这部分非常复杂。
因为磁性元件术语的特殊性，以下所述的损耗主要由磁心生产厂家以图表的形式表示，这非常便于使用。
这些损耗列于此处，使人们可以对损耗的性质作出评价。
与变压器和电感有关的损耗主要有三种：磁滞损耗、涡流损耗和电阻损耗。
在设计和构造变压器和电感时可以控制这些损耗。
磁滞损耗与绕组的匝数和驱动方式有关。
它决定了每个工作周期在B-H曲线内扫过的面积。
扫过的面积就是磁场力所作的功，磁场力使磁心内的磁畴重新排列，扫过的面积越大，磁滞损耗就越大。
感(用串联于绕组的小电感表示)使一部分磁通不与磁心交链而漏到周围的空气和材料中。
它的特性并不受与之相关的变压器或电感的影响，因此绕组的反射阻抗并不影响漏感的性能。
漏感会带来一个问题，因为它没有将功率传递到负载，而是在周围的元件中产生振荡能量。
在变压器和电感的结构设计中，要控制绕组的漏感大小。
每一个的漏感值都会不同，但能控制到某个额定值。
一些减少绕组漏感的通用经验法则是：加长绕组的长度、离磁心距离更近、绕组之间的紧耦合技术，以及相近的匝比(如接近l：1)。
对通常用于DC-DC变换器的E-E型磁心，预计的漏感值是绕组电感的3％～5％。
在离线式变换器中，一次绕组的漏感可能高达绕组电感的12％，如果变压器要满足严格的安全规程的话。
用来绝缘绕组的胶带会使绕组更短，并使绕组远离磁心和其他绕组。
开关电源内部主要损耗功率开关是典型的开关电源内部最主要的两个损耗源之一。
损耗基本上可分为两部分：导通损耗和开关损耗。
导通损耗是当功率器件已被开通，且驱动和开关波形已经稳定以后，功率开关处于导通状态时的损耗；开关损耗是出现在功率开关被驱动，进入一个新的工作状态，驱动和开关波形处于过渡过程时的损耗。
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开关电源损耗深度解读
能量转换系统必定存在能耗，虽然实际应用中无法获得100%的转换效率，但是，一个高质量的电源效率可以达到非常高的水平，效率接近95%。
绝大多数电源IC 的工作效率可以在特定的工作条件下测得，数据资料中给出了这些参数。
二极管传导损耗
MOSFET 的传导损耗与R DS(ON)成正比，二极管的传导损耗则在很大程度上取决于正向导通电压(VF)。
二极管通常比MOSFET 损耗更大，二极管损耗与正向电流、VF 和导通时间成正比。
由于MOSFET 断开时二极管导通，二极管的传导损耗(P COND(DIODE))近似为：
P COND(DIODE) = IDIODE(ON)×VF ×(1 - D)
式中，IDIODE(ON)为二极管导通期间的平均电流。
二极管导通期间的平均电流为I OUT，因此，对于降压型转换器，P COND(DIODE)可以按照下式估算：
P COND(DIODE) = I OUT×VF ×(1 - V OUT/V IN)
与MOSFET 功耗计算不同，采用平均电流即可得到比较准确的功耗计算结果，因为二极管损耗与I 成正比，而不是I2。
显然，MOSFET 或二极管的导通时间越长，传导损耗也越大。
对于降压型转换器，输出电压越低，二极管产生的功耗也越大，因为它处于导通状态的时间越长。
开关动态损耗
由于开关损耗是由开关的非理想状态引起的，很难估算MOSFET 和二极管的开关损耗，器件从完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间，在这个过程中会产生功率损耗。
MOSFET 的漏源电压(V DS)和漏源电流(I DS)的关系图可以很好地解释MOSFET 在过渡过程中的开关损耗，从上半部分波形可以看出，t SW(ON)和t SW(OFF)期间电压和电流发生瞬变，MOSFET 的电容进行充电、放电。
V DS降到最终导通状态(= ID ×R DS(ON))之前，满负荷电流(ID)流过MOSFET。
相反，关断时，V DS在MOSFET 电流下降到零值之前逐渐上升到关断状态的最终值。
开关过程中，电压和电流的交叠部分即为造成开关损耗的来源。
优化SMPS
开关电源因其高效率指标得到广泛应用，但其效率仍然受SMPS 电路的一些固有损耗的制约。
设计开关电源时，需要仔细研究造成SMPS 损耗的来源，合理选择SMPS IC，从而充分利用器件的
优势，为了在保持尽可能低的电路成本，甚至不增加电路成本的前提下获得高效的SMPS，工程师需要做出全面的选择。
无源元件损耗
我们已经了解MOSFET 和二极管会导致SMPS 损耗。
采用高品质的开关器件能够大大提升效率，但它们并不是唯一能够优化电源效率的元件。
图1 详细介绍了一个典型的降压型转换器IC 的基本电路。
集成了两个同步整流MOSFET，低R DS(ON) MOSFET，效率很高。
这个电路中，开关元件集成在IC 内部，已经为具体应用预先选择了元器件。
然而，为了进一步提高效率，设计人员还需关注无源元件—外部电感和电容，了解它们对功耗的影响。