基于MatlabSimulink的三相光伏发电并网系统的仿真

题目：基于Matlab/ Simulink的三相光伏发电并网系

统的仿真

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目录

一、背景与目的 (2)

二、实验原理 (3)

1.并网逆变器的状态空间及数学模型 (3)

1.1主电路拓扑 (3)

1.2三相并网逆变器dq坐标系下数学模型 (4)

1.3基于电流双环控制的原理分析 (5)

2.LCL型滤波器的原理 (6)

三、实验设计 (8)

1.LCL型滤波器设计 (8)

1.1LCL滤波器参数设计的约束条件 (8)

1.2LCL滤波器参数计算 (8)

1.3LCL滤波器参数设计实例 (9)

2.双闭环控制系统的设计 (10)

2.1网侧电感电流外环控制器的设计 (10)

2.2电容电流内环控制器的设计 (11)

2.3控制器参数计算 (11)

四、实验仿真及分析 (12)

五、实验结论 (16)

一、背景与目的

伴随着传统化石能源的紧缺，石油价格的飞涨以及生态环境的不断恶化，这些问题促使了可再生能源的开发利用。而太阳能光伏发电的诸多优点，使其研究开发、产业化制造技术以及市场开拓已经成为令世界各国，特别是发达国家激烈竞争的主要热点。近年来世界太阳能发电一直保持着快速发展，九十年代后期世界光伏电池市场更是出现供不应求的局面，进一步促进了发展速度。

目前太阳能利用主要有光热利用，光伏利用和光化学利用等三种主要形式，而光伏发电具有以下明显的优点：

1. 无污染：绝对零排放－没有任何物质及声、光、电、磁、机械噪音等“排放”；

2. 可再生：资源无限，可直接输出高质量电能，具有理想的可持续发展属性；

3. 资源的普遍性：基本上不受地域限制，只是地区之间是否丰富之分；

4. 通用性、可存储性：电能可以方便地通过输电线路传输、使用和存储；

5. 分布式电力系统：将提高整个能源系统的安全性和可靠性，特别是从抗御自然灾害和战备的角度看，它更具有明显的意义；

6. 资源、发电、用电同一地域：可望大幅度节省远程输变电设备的投资费用；

7. 灵活、简单化：发电系统可按需要以模块化集成，容量可大可小，扩容方便，保持系统运转仅需要很少的维护，系统为组件，安装快速化，没有磨损、损坏的活动部件；

8. 光伏建筑集成（BIPV-Building Integrated Photovoltaic）：节省发电基地使用的土地面积和费用，是目前国际上研究及发展的前沿，也是相关领域科技界最热门的话题之一。

我国是世界上主要的能源生产和消费大国之一，也是少数几个以煤炭为主要能源的国家之一，提高能源利用效率，调整能源结构，开发新能源和可再生能源是实现我国经济和社会可持续发展在能源方面的重要选择。随着我国能源需求的不断增长，以及化石能源消耗带来的环境污染的压力不断加剧，新能源和可再生能源的开发利用越来越受到国家的重视和社会的关注。

二、实验原理

1.并网逆变器的状态空间及数学模型

1.1主电路拓扑

图1.1所示为三相并网发电系统的拓扑结构，图中，i dc1为直流输入电源,C1为输入直流母线滤波电容 , T1~T6为三相逆变桥的6个IGBT开关管 , R1为滤波电感L1的内阻和由每相桥臂上、下管互锁死区所引起的电压损失，R2为滤波电感L2的内阻，L1、L2、C2组成三阶LCL 滤波器。

图1.1三相并网发电系统拓扑结构图

1.2三相并网逆变器dq坐标系下数学模型

滤波器状态空间模型的具体形式与所选状态变量有关，为了建立采用LCL滤波器的三相并网逆变器的状态空间数学模型，这里选择L1的电感电流i1、电容c1的电压u c。以及并网电感L2上的电流i2为状态变量 ,在三相平衡的情况下根据PARK变换可得两相同步旋转dq坐标系下的状态方程为:

式中u d、u q、u sd、u sq为三相桥臂电压与电网电压的dq分量。根据式（1）所示的LCL

滤波器在dq 坐标系下的数学模型，旋转3/2变换在系统的d 轴和q 轴之间引入了强耦合，d 、q 轴电流除受控制量u d 均和u q 影响外，还受耦合电压ωL 1i 1q 、−ωL 1i 1d 、ωL 2i 1q 、−ωL 2i 2d 和耦合电流ωC 2u cq 、−ωC 2u cd 以及电网电压u sd 、u sq 的影响。如果不对d 轴和q 轴进行解耦控制，采用电流闭环控制时d 轴和q 轴的电流指令跟踪效果不是很理想。

1.3 基于电流双环控制的原理分析

基于并网电流单环PI 控制无法使系统稳定运行 ,采用电感电流i 1作为内环电流反馈的电流双环控制对系统稳定性没有明显的改善，但采用如图1.3.1所示的电容电流i c 作为内环反馈的双环控制，在选择合适的内外环控制器参数情况下完全能够使系统稳定运行。

图1.3.1电感电流外环电容电流内环系统框图

1232k

*

2k 2k 12231(s)(s)(s)(s)(s)i i i 1(s)(s)(s)(s)(s)(s)

=-+++i c c G G G G G G G G G G G （3） 式中1111(s)=

+G L S R ；221(s)=G C S ；c c (s)=G K ；3221(s)=+G L S R ；i i (s)=+p K

G K S

。

将图 1.3.1等效变换为图 1.3.2所示的电流双环控制系统等效图,其参考信号为

**

22(K /s)=+r c p i I K K I 。图1.3.2中，反馈通道的反馈信号由电容电流c I 和并网电流2I 及

积分量分别乘以c K 、c p K K 、i p K K 3个常系数的总和形成。如果把电容电流c I 和并网电流

2I 及其积分量看成系统的3个状态变量 ,则图1.3.2是以*2r I 为输入量 , 以c K 、c p K K 、

i p K K 组成状态反馈增益矩阵的状态反馈控制系统。

可以看出，当改变内环控制参数c K 时 ，也同时改变了电容电流c I 和并网电流2I 及其积分量的反馈通道系数c K 、c p K K 以及i p K K ，因此导致电流双环控制器无法通过改变i K 、p K 、c K

的数值将系统的闭环极点配置到所希