高性能锁存比较器设计
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并将输入差分信号放大，然后 MP7~MP8 的正反馈将预放大级的输出信号 进一步放大到最终的数字电平附近，并将其锁存，在自零校正模式时送到 锁存缓冲级，由锁存缓冲级送出数字逻辑电平。由于 MP2~MP3 管的隔离 作用，减小了回踢噪声，提高了比较器的精度。
图 5 带预放大级的互补交叉耦合对比较器的上升沿延时
I
Vo1 M1
I
Vo2 M2
gnd
图 3 交叉耦合对原理图
图 3 中 M1 、 M2 管构成的交叉耦合对的等效模型如图 4 所示，其中 V in1 、 V in2 为 M1 、 M2 漏端的初始电压， C1 、 R1 与 C2 、 R2 分别是 M1 、 M2 管漏端到地的等效电容和电阻。在理想情况下，M1 和 M2 可以认为是 完全相同的，所以假设 R1=R2=R ， C1=C2=C ，我们可以得到：
以便与后级的数字电路相匹配。MN6 ，MP10 和 MP11 是复位 / 比较控制管， 当比较器复位时， MP10 和 MP11 管导通， MN6 管截止；当比较器进行比 较工作时， MP10 和 MP11 管截止， MN6 管导通。 MN7 ， MP9 及 MN8 ，
MP12 组成了两个反相器，增强比较器的驱动能力，并最终产生数字逻辑
图 5 和图 6 分别是本文所采用的带预放大级的互补交叉耦合对动态比 较器的传输延时仿真图，从图中可以看出，上升沿延时为 208.936ps ，下降 沿延时为 157.248ps 。
图 6 带预放大级的互补交叉耦合对比较器的下降沿延时
图 7 和图 8 分别是不带预放大级时，比较器的传输延时，从图中可以 看出，上升沿延时为 221.908p ，下降沿延时为 158.496ps
表 3 比较器的性能参数仿真值 性能指标 失调电压 精度 上/下传输延时 静态电流 电源电压 设计值 <0.1mV <1mV <500ps <100μ A 1.8V 仿真值 840.502pV 0.1mV 208.936/157.248ps 60μ A 1.8V
级的输入端，预放大级输入和输出短接，采样输入失调电压，锁存比较级 和锁存缓冲级执行锁存功能，它将预放大级放大后的信号进一步放大并送 入子 DAC 中；当处于比较模式时，CK2 和 CK2p 为低电平，CK1 ，CK1p ，
CK1p_del 和 CK1p_del1 为高电平，此时输入信号被输入到预放大级工作，
表 1 是列出了不带预放大级，采用单个交叉耦合对以及采用了预放大 级和互补交叉耦合对时比较器的传输延时，从表中可以看出，本文所采用 的带预放大级的互补交叉耦合对动态比较器的上升时间比不带预放大级 的动态比较器少 13.032ps ，比单个交叉耦合对的动态比较器少 95.954ps ， 而 下 降 时 间 比 不 带 预 放 大 级 的 动 态 比 较 器 少 1.248ps, 比 单 个 交 叉 耦 合 对 由此可见， 增加预放大级可提高比较器的速度， 的动态比较器少 133.911ps 。 使用互补交叉耦合对时比较器的速度比使用单交叉耦合对时的速度更快。
A WL 其中 A 是一个和生产工艺相关的阈值电压失调系数，根据公式可以看
2 Vos
出，要减小失调电压，我们可以增大比较器电路的输入管的尺寸，但这样 做的话会增大寄生电容，从而降低动态锁存比较器电路的信号传输速度， 因为动态锁存比较器电路的传输时延是正比于 WL3 的， 所以在满足比较器 的速度要求的条件下，我们在设计其中的反馈管尺寸时，应取最小的沟道 长度，和大的沟道宽度。 锁存缓冲级的作用是将锁存比较级送来的输出信号转换成逻辑电平，
图 7 不带预放大级的比较器上升沿延时
图 8 不带预放大级的比较器下降Biblioteka Baidu延时
图 9 和图 10 分别是采用单个交叉耦合对时，比较器的传输延时，从 图中可以看出，上升沿延时为 303.89ps ，下降沿延时为 291.159ps
图 9 单交叉耦合对的比较器上升沿延时
图 10 单交叉耦合对的比较器下降沿延时
电平输出。 C1 ， C2 为输入电容。 本文所采用的动态锁存比较器有两个工作模式：自零校正模式和比较 模式。当处于自零校正模式时， CK2 和 CK2p 为高电平， CK1 ， CK1p ，
CK1p_del 和 CK1p_del1 为低电平，参考电压 V refn 和 V refp 分别接到预放大
上升沿延 时（ps） 下降沿延 时（ps）
图 12 是带预放大级的互补交叉耦合对比较器的回踢噪声仿真，从图 中可以看出回踢噪声产生了一个幅度为 2.54mV 的向上的电压尖峰，和一 个幅度为 1.848mV 的向下的电压尖峰。
图 12 带预放大级的互补交叉耦合对比较器的回踢噪声图
表 2 是带预放大级和不带预放大级时比较器的回踢噪声比较，从表中 可以看出带预放大级比不带预放大级减小回踢噪声造成的向上和向下电 压尖峰分别为 198.46mV 和 95.579mV ，可见，预放大级可以有效减小回踢 噪声。
Vo Vo 2 Vo1
Vi Vo s 1 s 1
图 4 交叉耦合对的等效模型
其中， RC , Vi V o1 Vo 2 ，如果 g m R>>1 ，上面的公式可化简为：
Vo (t ) e gm Rt / Vi
其中动态锁存比较器的时间常数是：
图 11 不带预放大级的比较器的回踢噪声
图 11 是不带预放大级的比较器的回踢噪声仿真，从图中可以看出， 回踢噪声造成了一个幅度为 201.9mV 的向上的电压尖峰，和一个幅度为
97.427mV 的向下的电压尖峰。
表 1 三种结构的动态比较器性能对比 性能参数 不带预放 大级 221.908 158.496 单个交叉 耦合对 303.89 291.159 带预放大级的 互补交叉耦合 对 208.936 157.248 不带预放大级 与带预放大级 的差 13.032 1.248 单个交叉耦合对 与互补交叉耦合 对的差 95.954 133.911
表 2 带预放大级和不带预放大级时比较器的回踢噪声比较 参数 向上电压尖峰 向下电压尖峰 不带预放大级 201.9mV 97.427mV 带预放大级 2.54mV 1.848mV 不带预放大级与带预放大级的差值 198.46mV 95.579mV
图 13 比较器的失调电压仿真图
图 13 是比较器的失调电压的仿真，从图中可以看出比较器的失调电 压为 840.502pV 。因此可见，增加预放大级可以有效减小比较器的失调电 压，提高了流水线 ADC 的精度和速度。表 3 列出了比较器的各项性能参 数仿真值。
C WL3Cox L 0.67 2 I gm R gm
根据上式我们可写出动态锁存比较器的传输延时的表达式：
t p L ln(
VOH VOL ) 2Vi
其中， V OH ，V OL 是比较器输出能达到的高 / 低电平， g m 是 M1 ，M2 的 跨导。从上面两个公式可以看出，通过增大 M1 ，M2 的跨导能够减小比较 器电路的传输延时，即增大输入级的电流，但这样做的话会增加功耗，所 以在增大电流的时候还可适当的增大 M1 和 M2 的宽长比值（ W/L ） ，从而 降低比较器电路的整体功耗，也实现了增大它的输入跨导的目的。为了满 足锁存比较器的精度和速度的指标， 所以假设 Vin 是输入电压差值， 当 Vin 是 0.1mV ，比较器电路的传输时延应小于 500ps 。 MOS 晶体管的阈值电压 失 配 与 电 流 失 配 是 比 较 器 的 失 调 电 压 主 要 来 源 [41] 。 它 的 标 准 差 可 以 表 示 为：
高性能锁存比较器设计
从前面流水线 ADC 的基本工作原理可以看出，流水线 ADC 的高分辨 率是依靠多级量化来实现的。由于本文采用了冗余位校正技术，所以子 ADC 电路中比较器失调电压所引入的非线 性误差完全可以通过数字校正 电路得到减小，因此在比较器设计中大大放宽了对输入失调的要求。由于 数字校正技术可以校正 1/4V ref 的误差 [39] ，所以对于 1.5 位 / 每级的结构来 说，允许比较器有 1/4V ref 的失调误差，所以本文采用动态比较器以降低模 数转换器的整体功耗。但是，动态比较器的回踢噪声比静态比较器大。为 了提高比较器的转换速度，以及减小比较器的回踢噪声，本文加入预放大 级，以隔离回踢噪声，并且由于预放大级把初始输入电压放大，减小了输 出电压到达终值的时间，从而提高了比较器的速度，所付出的代价是增大 了比较器的整体功耗。此外，要求预放大级有较大的增益，以增加比较器 的速度。 图 1 是本文所采用的带预放大级的动态锁存比较器，它由三级结构组 成 ： 第 一 级 是 由 MN1~MN3,MP1~MP2 构 成 的 预 放 大 级 ， 第 二 级 是 由 MN4~MN5 ， MP3~MP8 构 成 锁 存 比 较 级 ， 第 三 级 是 由 MN6~MN8 ， MP9~MP12 构成的锁存缓冲级。预放大级的作用有两个：一是将输入的差 分信号放大，使得比较级电路的比较时间减少，同时减少了总体延时；二 是放大差分信号，从而减小差分输入信号的失调电压。MN1 是预放大级的 尾电流源管， MN2 和 MN3 是预放大级的输入管， MP1 和 MP2 作为预放 大级的两个有源负载，由于 MP1 和 MP2 采用二极管连接方式，所以预放 大级的输出电阻很小，使得预放大级有很大的带宽和速度。比较器由两相 非交叠时钟控制，其中 CK1p,CK2p 分别是 CK1 和 CK2 的超前相位时钟， CK1p_del 是 CK1p 的延迟时钟， CK1p_del1 是 CK1p_del 的反相时钟。
图 1 带预放大级的动态比较器整体电路图
图 2 比较器工作时序图
锁存比较级电路是锁存比较器电路的核心，它通过正反馈原理，对预 放大级放大后的输出信号进行判断，输出两个高低电平。 MP3 和 MP6 是 锁存比较级电路的输入管， MP4 和 MP5 管用作复位 / 比较控制，当锁存比 较级正常工作时， MP4 和 MP5 管截止， 当锁存比较级复位时， MP4 和 MP5 管导通，并向下注入电流，MP7~MP8 ，MN4~MN5 两个互补交叉耦合对组 成了锁存比较级的正反馈环路，它比单个的交叉耦合对具有更大的增益， 使得比较级电路的速度更快，而且精度也较高。这种交叉耦合对的原理图 如图 3 所示： VDD
图 5 带预放大级的互补交叉耦合对比较器的上升沿延时
I
Vo1 M1
I
Vo2 M2
gnd
图 3 交叉耦合对原理图
图 3 中 M1 、 M2 管构成的交叉耦合对的等效模型如图 4 所示，其中 V in1 、 V in2 为 M1 、 M2 漏端的初始电压， C1 、 R1 与 C2 、 R2 分别是 M1 、 M2 管漏端到地的等效电容和电阻。在理想情况下，M1 和 M2 可以认为是 完全相同的，所以假设 R1=R2=R ， C1=C2=C ，我们可以得到：
以便与后级的数字电路相匹配。MN6 ，MP10 和 MP11 是复位 / 比较控制管， 当比较器复位时， MP10 和 MP11 管导通， MN6 管截止；当比较器进行比 较工作时， MP10 和 MP11 管截止， MN6 管导通。 MN7 ， MP9 及 MN8 ，
MP12 组成了两个反相器，增强比较器的驱动能力，并最终产生数字逻辑
图 5 和图 6 分别是本文所采用的带预放大级的互补交叉耦合对动态比 较器的传输延时仿真图，从图中可以看出，上升沿延时为 208.936ps ，下降 沿延时为 157.248ps 。
图 6 带预放大级的互补交叉耦合对比较器的下降沿延时
图 7 和图 8 分别是不带预放大级时，比较器的传输延时，从图中可以 看出，上升沿延时为 221.908p ，下降沿延时为 158.496ps
表 3 比较器的性能参数仿真值 性能指标 失调电压 精度 上/下传输延时 静态电流 电源电压 设计值 <0.1mV <1mV <500ps <100μ A 1.8V 仿真值 840.502pV 0.1mV 208.936/157.248ps 60μ A 1.8V
级的输入端，预放大级输入和输出短接，采样输入失调电压，锁存比较级 和锁存缓冲级执行锁存功能，它将预放大级放大后的信号进一步放大并送 入子 DAC 中；当处于比较模式时，CK2 和 CK2p 为低电平，CK1 ，CK1p ，
CK1p_del 和 CK1p_del1 为高电平，此时输入信号被输入到预放大级工作，
表 1 是列出了不带预放大级，采用单个交叉耦合对以及采用了预放大 级和互补交叉耦合对时比较器的传输延时，从表中可以看出，本文所采用 的带预放大级的互补交叉耦合对动态比较器的上升时间比不带预放大级 的动态比较器少 13.032ps ，比单个交叉耦合对的动态比较器少 95.954ps ， 而 下 降 时 间 比 不 带 预 放 大 级 的 动 态 比 较 器 少 1.248ps, 比 单 个 交 叉 耦 合 对 由此可见， 增加预放大级可提高比较器的速度， 的动态比较器少 133.911ps 。 使用互补交叉耦合对时比较器的速度比使用单交叉耦合对时的速度更快。
A WL 其中 A 是一个和生产工艺相关的阈值电压失调系数，根据公式可以看
2 Vos
出，要减小失调电压，我们可以增大比较器电路的输入管的尺寸，但这样 做的话会增大寄生电容，从而降低动态锁存比较器电路的信号传输速度， 因为动态锁存比较器电路的传输时延是正比于 WL3 的， 所以在满足比较器 的速度要求的条件下，我们在设计其中的反馈管尺寸时，应取最小的沟道 长度，和大的沟道宽度。 锁存缓冲级的作用是将锁存比较级送来的输出信号转换成逻辑电平，
图 7 不带预放大级的比较器上升沿延时
图 8 不带预放大级的比较器下降Biblioteka Baidu延时
图 9 和图 10 分别是采用单个交叉耦合对时，比较器的传输延时，从 图中可以看出，上升沿延时为 303.89ps ，下降沿延时为 291.159ps
图 9 单交叉耦合对的比较器上升沿延时
图 10 单交叉耦合对的比较器下降沿延时
电平输出。 C1 ， C2 为输入电容。 本文所采用的动态锁存比较器有两个工作模式：自零校正模式和比较 模式。当处于自零校正模式时， CK2 和 CK2p 为高电平， CK1 ， CK1p ，
CK1p_del 和 CK1p_del1 为低电平，参考电压 V refn 和 V refp 分别接到预放大
上升沿延 时（ps） 下降沿延 时（ps）
图 12 是带预放大级的互补交叉耦合对比较器的回踢噪声仿真，从图 中可以看出回踢噪声产生了一个幅度为 2.54mV 的向上的电压尖峰，和一 个幅度为 1.848mV 的向下的电压尖峰。
图 12 带预放大级的互补交叉耦合对比较器的回踢噪声图
表 2 是带预放大级和不带预放大级时比较器的回踢噪声比较，从表中 可以看出带预放大级比不带预放大级减小回踢噪声造成的向上和向下电 压尖峰分别为 198.46mV 和 95.579mV ，可见，预放大级可以有效减小回踢 噪声。
Vo Vo 2 Vo1
Vi Vo s 1 s 1
图 4 交叉耦合对的等效模型
其中， RC , Vi V o1 Vo 2 ，如果 g m R>>1 ，上面的公式可化简为：
Vo (t ) e gm Rt / Vi
其中动态锁存比较器的时间常数是：
图 11 不带预放大级的比较器的回踢噪声
图 11 是不带预放大级的比较器的回踢噪声仿真，从图中可以看出， 回踢噪声造成了一个幅度为 201.9mV 的向上的电压尖峰，和一个幅度为
97.427mV 的向下的电压尖峰。
表 1 三种结构的动态比较器性能对比 性能参数 不带预放 大级 221.908 158.496 单个交叉 耦合对 303.89 291.159 带预放大级的 互补交叉耦合 对 208.936 157.248 不带预放大级 与带预放大级 的差 13.032 1.248 单个交叉耦合对 与互补交叉耦合 对的差 95.954 133.911
表 2 带预放大级和不带预放大级时比较器的回踢噪声比较 参数 向上电压尖峰 向下电压尖峰 不带预放大级 201.9mV 97.427mV 带预放大级 2.54mV 1.848mV 不带预放大级与带预放大级的差值 198.46mV 95.579mV
图 13 比较器的失调电压仿真图
图 13 是比较器的失调电压的仿真，从图中可以看出比较器的失调电 压为 840.502pV 。因此可见，增加预放大级可以有效减小比较器的失调电 压，提高了流水线 ADC 的精度和速度。表 3 列出了比较器的各项性能参 数仿真值。
C WL3Cox L 0.67 2 I gm R gm
根据上式我们可写出动态锁存比较器的传输延时的表达式：
t p L ln(
VOH VOL ) 2Vi
其中， V OH ，V OL 是比较器输出能达到的高 / 低电平， g m 是 M1 ，M2 的 跨导。从上面两个公式可以看出，通过增大 M1 ，M2 的跨导能够减小比较 器电路的传输延时，即增大输入级的电流，但这样做的话会增加功耗，所 以在增大电流的时候还可适当的增大 M1 和 M2 的宽长比值（ W/L ） ，从而 降低比较器电路的整体功耗，也实现了增大它的输入跨导的目的。为了满 足锁存比较器的精度和速度的指标， 所以假设 Vin 是输入电压差值， 当 Vin 是 0.1mV ，比较器电路的传输时延应小于 500ps 。 MOS 晶体管的阈值电压 失 配 与 电 流 失 配 是 比 较 器 的 失 调 电 压 主 要 来 源 [41] 。 它 的 标 准 差 可 以 表 示 为：
高性能锁存比较器设计
从前面流水线 ADC 的基本工作原理可以看出，流水线 ADC 的高分辨 率是依靠多级量化来实现的。由于本文采用了冗余位校正技术，所以子 ADC 电路中比较器失调电压所引入的非线 性误差完全可以通过数字校正 电路得到减小，因此在比较器设计中大大放宽了对输入失调的要求。由于 数字校正技术可以校正 1/4V ref 的误差 [39] ，所以对于 1.5 位 / 每级的结构来 说，允许比较器有 1/4V ref 的失调误差，所以本文采用动态比较器以降低模 数转换器的整体功耗。但是，动态比较器的回踢噪声比静态比较器大。为 了提高比较器的转换速度，以及减小比较器的回踢噪声，本文加入预放大 级，以隔离回踢噪声，并且由于预放大级把初始输入电压放大，减小了输 出电压到达终值的时间，从而提高了比较器的速度，所付出的代价是增大 了比较器的整体功耗。此外，要求预放大级有较大的增益，以增加比较器 的速度。 图 1 是本文所采用的带预放大级的动态锁存比较器，它由三级结构组 成 ： 第 一 级 是 由 MN1~MN3,MP1~MP2 构 成 的 预 放 大 级 ， 第 二 级 是 由 MN4~MN5 ， MP3~MP8 构 成 锁 存 比 较 级 ， 第 三 级 是 由 MN6~MN8 ， MP9~MP12 构成的锁存缓冲级。预放大级的作用有两个：一是将输入的差 分信号放大，使得比较级电路的比较时间减少，同时减少了总体延时；二 是放大差分信号，从而减小差分输入信号的失调电压。MN1 是预放大级的 尾电流源管， MN2 和 MN3 是预放大级的输入管， MP1 和 MP2 作为预放 大级的两个有源负载，由于 MP1 和 MP2 采用二极管连接方式，所以预放 大级的输出电阻很小，使得预放大级有很大的带宽和速度。比较器由两相 非交叠时钟控制，其中 CK1p,CK2p 分别是 CK1 和 CK2 的超前相位时钟， CK1p_del 是 CK1p 的延迟时钟， CK1p_del1 是 CK1p_del 的反相时钟。
图 1 带预放大级的动态比较器整体电路图
图 2 比较器工作时序图
锁存比较级电路是锁存比较器电路的核心，它通过正反馈原理，对预 放大级放大后的输出信号进行判断，输出两个高低电平。 MP3 和 MP6 是 锁存比较级电路的输入管， MP4 和 MP5 管用作复位 / 比较控制，当锁存比 较级正常工作时， MP4 和 MP5 管截止， 当锁存比较级复位时， MP4 和 MP5 管导通，并向下注入电流，MP7~MP8 ，MN4~MN5 两个互补交叉耦合对组 成了锁存比较级的正反馈环路，它比单个的交叉耦合对具有更大的增益， 使得比较级电路的速度更快，而且精度也较高。这种交叉耦合对的原理图 如图 3 所示： VDD