开关电源的基本结构

5.6.3 开关电源的逆变电路 开关电源中的一个重要的能量转换环节是把工频整流后得到的直流电由电子开关变 换成负载需要的直流电。实现这种变换可以有不同的电路结构。一些小功率的开关电源是通 过单端式 DC-DC 变换器来实现的，如第四章介绍的单端正激、单端反激式直流变换器，属 于斩波器的内容。这类电路没有专门的逆变电路，而高频整流电路也属于 DC-DC 变换器的 一部分。但多数开关电源的主电路中，工频整流滤波之后有一个逆变电路，将高压直流电能
（6.7）
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令工作周期 TS 为
TS = ton + toff
（6.8）
占空比为
D = ton TS
（6.9）
负载电压 UO 与变压器次级电压的幅度 U2 之间的关系为
U O = DU 2
Fra Baidu bibliotek
（6.10）
倍流整流电路的两个电感中始终有电流同时供给负载，所以比同容量的桥式整流电路
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变换成高频、高压交流电能，然后在对其进行降压和整流最终得到负载所需的直流电压。开
关电源中常用的逆变电路的形式为半桥式、全桥式、推挽式，如图 6-29 所示。
+
C1
VT1
+
VT1
VT2
+ VT1
U
UO U
开关电源
电子设备普遍需要直流电源，除一些小型、便携式设备外，其需要的电能多取自工频 交流电源。在开关电源出现之前的电源设备为线形电源，其基本结构如图 6-22 所示。交流 电进入电源设备后，先经过工频电源变压器降压，然后整流滤波，得到比较平稳的直流电压， 但这个电压会随交流电源的波动和负载的变化而变化。为了稳定输出直流电压，还要有稳压 电路。线性电源的稳压电路是串联在输出电路中的一个大功率晶体管，叫做调整管。在控制 电路的调节下，根据输出电压的变化情况晶体管的电压随时变化。由于调整管与负载是串联 的，改变调整管的电压可以使负载电压稳定在某要求的数值上。线性电源有两个严重的缺点， 其一是要有电源变压器，使整个电源电路体积、重量都难以减小，不可能作到小型化。另一 个缺点是调整管串联在电路中，其电流等于或大于负载电流，其两端的电压为整流输出和负 载电压之差，因此会消耗大量的功率。
些输出电压很低、输出电流又很大的场合，即使二极管的导通压降仅有零点几伏也会造成很
大的功率损耗。因此寻找一种导通压降小的整流器件对降低电源的供耗是非常有利的。低电
压的 MOSFET 的导通压降比二极管要低得多，用来做整流器件可以达到上述目的。图 6-27
是用低电压 MOSFET 组成的全波式整流电路，用低电压 MOSFET 也可以组成其它类型的整
有更强的电流输出能力。就电感来看，当其与电源、负载串联形成回路时，电感从电源获得
能量的补充，此时电源在补充电感能量的同时还向负载供应能量。当电感仅与负载形成回路
时，电感向负载释放能量。倍流整流电路的主回路也为桥式结构，但是任何导通回路都只有
一个二极管串联其中，而不象一般桥式电路那样有两个二极管串联在回路中，因此由于二极
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高频、 高频、
市
高电压 低电压
电 电
工频、 整流电路
高电压
直流、 高电压
逆变电路
1
整流电路 直流、 负
2
低电压 载
源
图 6-23 开关电源的结构
工频交流电进入开关电源后被直接整流，因此省去了体积大、重量大的工频整流变压 器。整流器输出为电压很高的直流电，如果整流后的电压经电容滤波，电压的平均值为 300V~310V。高电压等级的直流电送往逆变器的输入端，经逆变器变换，变为高电压、高频 交流电，目前开关电源逆变器的变换工作频率在几十到几百 KHz 范围。逆变器输出的交流 电能接高频降压变压器的原边，由于经逆变器产生的高频交流电的频率比工频高得多，所以 高频变压器的体积要比同容量的工频变压器小得多，从根本上减小了整个电源的体积和重 量。逆变器产生的高频交流电经高频变压器降压后，在经过整流、稳压等环节，变换出符合 负载要求的低压直流电能，供给负载。从开关电源的结构中可以看出，电路中没有调整管， 不会消耗额外的能量，所有电子器件都工作在开关状态，如果忽略开关器件的导通压降和电 路的杂散电阻，电路的效率应为 1。
市 电
控制
负
电路
载
图 6-22 线性电源的结构
开关电源为以电力电子开关器件为核心的稳压电源，从根本上克服了线性电源的上述 两个缺点，可以使电源设备作到小型化、低功耗，并且与线性电源相比，允许交流电源的电 压波动范围更宽。更适合电子设备对电源的要求，特别适合于在现代电子设备中使用。
6.5.1 开关电源的结构 大部分常用的开关电源是为电子设备提供直流电源供电，电子设备所需要的直流电压 一般都在几伏到十几伏的范围，而交流市电电源供给的电压为 220V（110V），频率为 50Hz （60Hz）。开关电源的作用就是把一个高电压等级的工频交流电变换成一个低电压等级的直 流电。开关电源的基本结构如图 6-23 所示。
直
直
流
+V
流
输
输
出
出
（a）单端正激
（b）单端反激
图 6-24 单端变换器的半波整流电路
如果开关电源中的逆变电路为桥式、半桥式或推挽式，逆变器生成的交流电压在两个
半周中都向外输出能量，所以整流电路应采用全波整流或桥式整流。全波整流需要变压器的 次级绕组中设中心抽头，并且要求两半的绕组尽量对称，对于工频变压器制作起来比较麻烦，
6.5.2 开关电源的整流电路 在开关电源中有两个整流电路，其一是直接与市电电源连接的工频整流电路，另一个 是对变压器次级高频电压进行整流的电路。两者的电压大小、工作频率有很大的差别，所以 对整流器件的要求也有很大的不同。 1.工频整流和滤波电路 工频整流电路一般为不可控整流电路，根据电源容量的大小，可以是单相整流，一般 选用单相桥式结构，大容量的开关电源可用三相交流电源，整流电路可用三相半波和三相桥 式不可控整流电路。整流电路中二极管额定电压和通态平均电流的选取与一般整流电路相 同。小功率单相整流电路可用全桥或半桥整流模块。整流器件在满足额定电压和通态平均电 流的前提下没有其它特殊的要求。 二极管整流后的滤波电路为电容滤波，使用大容量的电解电容一般几百、几千 μF 甚
2. 半波、全波和桥式整流 输出端的整流电路是把来自高频变压器次级的电压转换为直流，所用的整流器件必须 对频率的要求。整流电路的接线形式与变换器的形式有关。一些小功率的开关电源，采用单 端电路，即单端正激式和单端反激式（回扫式），此时整流电路只能用半波整流结构，因为 变换器只有半个周期输出能量。
+V
VT1
VT2 (a)全波整流
R1 VW1
R2
VT1
VT2
VW2
(b)倍流整流
图 6-28 同步整流的驱动
图 6-28（b）是倍流整流电路的 MOSFET 驱动电路，两个 MOSFET 的栅极电压分别取 自变压器次级绕组的两端，当该变压器次级绕组上端电压为正时，经电阻 R2、稳压管 VW2 为 VT2 提供正向栅极电压，使其导通。此时 VT1 的栅极为负电压，不能导通。如果变压器 次级电压下端为正，VT1 导通，VT2 截止。
管导通压降造成的电压损失更小。在输出电压低、电流大的工作状态，可以大大地减少功率
损耗提高效率。
4.同步整流
同步整流的目的是尽可能地减少整流器件的通态压降造成的整流电压的损失。前面讲
到的倍流整流能够减少整流元件的直流电压降，但整流回路中仍串联一个导通着的二极管。
如果输出电压比较高，这个压降比输出电压小得多，是不会造成很大的不良影响的。但在一
UO
U
UO
_
C2
VT2
_
VT3
VT4
_
VT2
（a）半桥式
（b）全桥式
（c）推挽式
图 6-29 逆变电路的形式
图 6-29（a）为半桥式电路，输入直流电压为 U，电容 C1、C2 容量相等，使得两者的 连接处电位为电源电压的一半。并且 C1、C2 容量足够大，在电路工作时两端的电压无明显 的变化，一直保持 U/2。开关器件 VT1、VT2（图中为晶体管，也可以采用其它功率开关器 件）的通断规律为：每个开关周期为 TS，第一个开关周期仅 VT1 工作，VT2 保持截止状态， 第一个周期中 VT1 的导通持续时间为 ton，关断时间为 toff，ton+toff=TS。第二个工作周期中 VT1 保持截止状态，VT2 的导通持续时间为 ton，关断时间为 toff。VT1、VT2 交替工作。VT1 导通时变压器初级绕组的电压为 U/2，VT2 导通时变压器初级绕组的电压为-U/2，其波形如 图 6-30。
从 t3 到 t4 这段时间，变压器次级电压有变成 0，L1、L2 中储存的能量分别通过 VD1 和 VD2 向负载释放，iL1、 iL2 线性下降。此过程与 t1~t2 段完全相同，uL2=uL2=UO。
根据电感两端无直流电压降的原则，下式应该成立
(U 2 − U O )ton = U O toff
流电路，如半波、倍流等。
VT1
VT2
图 6-27 用 MOSFET 组成的整流电路
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MOSFET 为可控器件，用其进行整流必须配以相应的控制和驱动电路。对于全波整流， 简单的方法是直接在变压器的次级增加绕组，如图 6-28（a）所示。在普通全波整流变压器 次级绕组的基础上再增加两个绕组，同名端如图，在变压器次级电压为正时，所有绕组的“•” 端为正，最上部的绕组为 VT1 提供驱动电压使其导通，加在 VT2 栅极和源极之间的绕组为 VT2 的栅极加反向电压，VT2 不能导通。同样，当变压器次级电压为负时，各绕组的“•”端 为负，VT2 的栅极获得正向驱动电压而导通，VT1 栅极的电压为负，不能导通。这种驱动方 式 MOSFET 的驱动信号与变压器次级电压保持严格地同步，效果很好，另外这种电路结构 简单所以常被设计者采用。
所以工频整流电路中一般不采用全波整流形式。但是工作频率达到 20KHz 以上的高频变压 器一般绕组匝数比较少，结构比较简单，增加中心抽头比较容易，而且全波整流与桥式整流
效果相同却减少了两个二极管，所以这种形式较常用。全波整流电路原理图如图 6-25。
逆 变 电 路
图 6-25 全波整流电路
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至更大。因为大容量的电解电容都存在者较大的等效电感，对于高频电流成分的通过有较大 的阻碍作用，所以经常有一个容量较小的其它结构的电容与电解电容并联，为电流中的高频 成分提供通路，改善滤波效果。现在的一些新型开关电源的工频整流电路采用高频整流这种 全新的形式，有兴趣的读者可阅读有关资料。
3.倍流整流 在开关电源的高频整流电路中，还有一种倍流整流电路被采用，电路原理图如图 6-26 （a）所示。
VD1
VD2
+
u2
-
iL1
iL2
L1 L2
(a)电路原理图
TS
TS
+
0
t2
t0
t1
ton
toff
iL1 UO
0 iL2
t3 t4 t
t
-
0 t
(b)波形图
图 6-26 倍流整流电路
设变压器次级电压 u2 为方波，在电路稳定工作状态电感 L1 和 L2 中电流保持连续。其 工作原理分析如下。在图中的 t0~t1 段，变压器次级电压 u2 为正，二极管 VD1 导通，电路中 有两个导电回路，其一是 VD1→负载→L2→变压器次级→VD1。另一条是 VD1→负载 →L1→VD1。由于 L2 回路中有电源，L2 从电源 u2 获得能量，所以 iL2 线性上升。L1 的回路中 没有电源，L1 释放能量，使得 iL1 下降。如果此时变压器次级电压的幅度为 U2，则电感 L2 中的电压为 uL2=U2-UO，电感 L1 中的电压为 uL1=UO。此阶段的持续时间为 ton。
当变压器次级电压 u2 为 0 时，由于电感的储能作用，iL1、 iL2 都不为 0，分别通过 VD1、 VD2 与负载形成回路，由于电感释放能量，iL1、 iL2 线性下降。此过程对应图中的 t1~t2 段， 持续时间为 toff。此阶段 uL2=uL2=UO。
在图中的 t2~t3 段，变压器次级电压为负，电路中有形成两个回路，第一个回路的路径 为 VD2→负载→L1→变压器次级→VD2，L2 从电源 u2 中获取能量，使得 iL1 上升。另一个回 路为 VD2→负载→L2→VD2，这个回路为 L2 释放能量的通路，iL2 下降。此过程对应图中的 t2~t3 段。此过程中变压器次级电压为-U2，电感 L1 中的电压为 uL1=U2-UO，电感 L2 中的电压 为 uL2=UO。