DC-DC电路中电感的意义及选择
dcdc 电路 共模电感
dcdc 电路共模电感dcdc电路中的共模电感是一种非常重要的元件，它在电路中起着关键的作用。
本文将从共模电感的定义、原理、应用以及选型等方面进行详细阐述。
我们来了解一下共模电感的定义。
共模电感是指在直流-直流转换器（DC-DC转换器）中用于滤除共模噪声的电感。
共模噪声是指同时作用于电路两个输入端的噪声信号，它们具有相同的幅度和相位。
共模电感的主要作用是阻止共模噪声进入电路，从而保证电路的正常工作。
接下来，我们来了解一下共模电感的工作原理。
共模电感的工作原理基于电感的特性。
当共模噪声进入电路时，共模电感会产生反向的电流，从而抵消共模噪声。
共模电感的大小取决于电路的设计和要求，一般来说，共模电感的阻抗应与电路输入端的负载匹配。
共模电感在电路中有着广泛的应用。
首先，它常用于直流-直流转换器中，用于滤除共模噪声。
在高频电路中，共模电感也常被用于滤波器和功率放大器中，起到抑制共模噪声的作用。
此外，共模电感还常被用于干扰抑制、电源线滤波、通信设备、医疗设备等领域。
在选用共模电感时，需要考虑一些关键因素。
首先是电感值的选择，通常选择的电感值应能满足电路的要求。
其次是电感的尺寸和结构，要根据电路的空间和布局要求来选择合适的尺寸和结构。
此外，还需要考虑电感的性能参数，如电感的电流、频率响应等。
最后，还需要考虑电感的可靠性和成本等因素。
总结起来，共模电感在dcdc电路中是一种非常重要的元件。
它能够有效滤除共模噪声，保证电路的正常工作。
共模电感的工作原理是利用电感的特性，通过产生反向电流来抵消共模噪声。
在选用共模电感时，需要考虑电感值、尺寸、性能参数以及可靠性和成本等因素。
通过合理选择和应用共模电感，可以提高电路的性能和稳定性，减少噪声对电路的干扰。
选择最佳DCDC变换器的要点及途径
一、元器件的选择1.DC-DC电源变换器的三个元器件1)开关：无论哪一种DC/DC变换器主回路使用的元件只是电子开关、电感、电容。
电子开关只有快速地开通、快速地关断这两种状态。
只有快速状态转换引起的损耗才小，目前使用的电子开关多是双极型晶体管、功率场效应管，逐步普及的有IGBT管，还有各种特性较好的新式的大功率开关元件。
2)电感：电感是开关电源中常用的元件，由于它的电流，电压相位不同，因此理论损耗为零。
电感常为储能元件，也常与电容公用在输入滤波器和输出滤波器上，用于平滑电流，也称它为扼流圈。
其特点是流过它上的电流有“很大的惯性”.换句话说，由于“磁通连续性”,电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电压尖峰波。
电感为磁性元件，自然有磁饱和的问题，多数情况下，电感工作在线性区，此时电感值为一常数，不随端电压与流过的电流而变化。
但是，在开关电源中有一个不可忽视的问题，就是电感的绕线所引起的两个分布参数(或称寄生参数)的现象。
其一是绕线电阻，这是不可避免的;其二是分布式杂散电容，随绕线工艺、材料而定。
杂散电容在低频时影响不大，随频率提高而渐显出来，到一频率以上时，电感也许变成电容的特性了。
如果将杂散电容集成为一个，则从电感的等效电路可看出在一角频率后的电容性。
3)电容：电容是开关电源中常用的元件，它与电感一样也是储存电能和传递电能的元件。
但对频率的特性却刚好相反。
应用上，主要是“吸收”纹波，具平滑电压波形的作用。
实际上的电容并不是理想的元件。
电容器由于有介质、接点与引线，形成一个等效串联内电阻ESR.这种等效串联内电阻在开关电源中小信号控制上，以及输出纹波抑制的设计上，起着不可忽视的作用。
另外电容等效电路上有一个串联的电感，它在分析电路器滤波效果时非常重要。
有时加大电容值并不能使电压波形平直，就是因为这个串联寄生电感起着副作用。
电容的串联电阻与接点和引出线有关，也与电解液有关。
常见铝电解电容的成分为AL2O3,导电率比空气的大七倍，为了能提高电容量，把铝箔表面做成有规律的凸凹不平状，使氧化膜表面积加大，加入的电解液可在凸凹面上流动。
DC-DC电感参数选择计算
DC-DC升压和降压电路电感参数选择注：只有充分理解电感在DC-DC电路中发挥的作用，才能更优的设计DC-DC电路。
本文还包括对同步DC-DC及异步DC-DC概念的解释。
DC-DC电路电感的选择简介在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。
工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。
本文专注于解释：电感上的DC电流效应。
这也会为选择合适的电感提供必要的信息。
理解电感的功能电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L（C是其中的输出电容）。
虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。
在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。
另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。
在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。
在状态2过程中，电感连接到GND。
由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。
如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。
现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。
在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。
对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。
相反，在状态2过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。
对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。
我们利用电感上电压计算公式：V=L(dI/dt)因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。
通过电感的电流如图2所示：通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC电流加开关峰峰电流的一半。
上图也称为纹波电流。
根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流：其中，ton是状态1的时间，T是开关周期（开关频率的倒数），DC为状态1的占空比。
dcdc电路电感rc滤波
dcdc电路电感rc滤波
DC-DC电路是一种将直流电压转换为另一种不同电压级别的电路。
电感-电流DC-DC电路采用电感和电容构成的RC滤波器，用于减少电路中输入和输出之间的电压波动和噪声。
在DC-DC电路中，电感是一个重要的元件，它可以存储电能并具有抵抗电流变化的特性。
当输入电压变化时，电感会产生电流的变化，通过与电容的结合，可以在输出电压上产生平稳的电流和电压。
RC滤波是一种常见的滤波器设计，在DC-DC电路中起到平滑输出电压的作用。
电感和电容构成的RC滤波器可以滤除高频的噪声和纹波，使得输出电压更加稳定。
电感的作用是将高频信号分离和滤除，而电容则用来存储电荷并提供稳定的输出。
在DC-DC电路的输入和输出之间，通常会放置一个电感，形成LC滤波器。
这样的设计可以通过电感的能量存储来平滑电路中的电流，减少电压波动。
而将电容与电感串联，形成一个RC滤波器，则更进一步地滤除输入和输出之间的高频噪声。
RC滤波器通过电感和电容的配合工作，实现电路中电压和电流的平滑和稳定，在DC-DC电路中起到重要的滤波作用，提高电路的稳定性和性能。
DCDC电路中电感的选择
DC/DC 电路中电感的选择在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。
工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。
本文专注与解释：电感上的DC电流效应。
这也会为选择合适的电感提供必要的信息。
理解电感的功能电感常常被理解为开关电源输出端中的LC 滤波电路中的L（C 是其中的输出电容）。
虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。
在降压转换中（Fairch ild 典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。
另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GN D。
在状态1 过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。
在状态2 过程中，电感连接到G ND。
由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。
如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchr onus）”方式。
现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。
在状态1 过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。
对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。
相反，在状态2 过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。
对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。
我们利用电感上电压计算公式：V=L(dI/dt)因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。
通过电感的电流如图2所示：通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为D C 电流加开关峰峰电流的一半。
DCDC转换器如何选择电感与电容
DCDC转换器如何选择电感与电容DC-DC转换器是一种将直流电压转换为不同电压级别的器件。
在选择电感和电容时，需要考虑转换器的工作频率、功率要求、效率、体积、成本等因素。
接下来将从这些方面详细介绍如何选择电感和电容。
1.工作频率：工作频率是选择电感和电容的关键因素之一、转换器的工作频率通常为几十千赫兹到几兆赫兹，不同频率的转换器对电感和电容的要求也不同。
一般来说，工作频率较高的转换器需要使用低电感值和小电容值的元件，而工作频率较低的转换器则需要使用高电感值和大电容值的元件。
2.功率要求：转换器的功率要求是选择电感和电容的另一个关键因素。
功率要求高的转换器通常需要使用高电流承受能力的电感和电容，以保证转换器的稳定性和可靠性。
此外，功率要求高的转换器还需要考虑元件的能量损耗、温升等因素，以确保转换器的高效率运行。
3.效率：效率是转换器的重要指标之一，也是选择电感和电容的重要考虑因素。
较高的效率意味着转换器的能量损耗较小，因此在选择电感和电容时应考虑其损耗等效系列电阻和损耗等效并联电阻等参数。
通常选择较低电感值和小电容值的元件可以提高转换器的效率。
4.体积：转换器的体积是另一个需要考虑的因素。
较小体积的转换器往往需要较小的电感和电容。
因此，在选择电感和电容时应考虑其尺寸和重量，以满足转换器体积小、重量轻的要求。
5.成本：成本是选择电感和电容的重要考虑因素之一、较大电感值和较大电容值的元件通常成本较高，而较小电感值和较小电容值的元件成本相对较低。
在选择电感和电容时，应根据转换器的成本预算，选择性价比高的元件。
综上所述，选择适合的电感和电容需要综合考虑工作频率、功率要求、效率、体积和成本等因素。
需要注意的是，不同转换器的特性和要求有所差异，因此在选择电感和电容时应根据具体的应用场景进行综合考虑，并多进行实验验证。
dcdc输入端电感
dcdc输入端电感
DC-DC转换器的输入端通常会连接一个电感。
电感在DC-DC转
换器中扮演着重要的角色，它可以用来平滑输入电流、滤波和储能。
当输入端电压发生变化时，电感会储存能量，并在需要时释放能量，从而有助于保持输出电压的稳定性。
此外，电感还可以限制输入端
的电流波动，减小电磁干扰，提高整个系统的效率和稳定性。
在选择输入端电感时，需要考虑一些因素，例如电感的值、电
流承受能力、饱和电流和频率响应等。
不同的DC-DC转换器可能需
要不同数值的电感来满足其设计要求。
此外，电感的质量和尺寸也
是需要考虑的因素，因为它们会影响整个系统的性能和成本。
另外，输入端电感的位置和布局也是需要注意的。
良好的布局
可以减小电感的串扰和电磁干扰，提高系统的抗干扰能力。
同时，
输入端电感的连接方式和接地方式也需要谨慎考虑，以确保系统的
稳定性和可靠性。
总的来说，输入端电感在DC-DC转换器中扮演着至关重要的角色，它不仅影响着系统的性能和稳定性，还需要综合考虑电感的数
值、质量、尺寸、布局和连接方式等因素，以确保整个系统的正常运行。
DCDC开关转换器中电感的选择
在大多数降压型DC-DC开关转换器中，成本、尺寸、电阻和电流容量决定了的选取。
很多这种应用都在开关转换器数据手册或评估板中给出了特定的电感值，但是这些值通常都针对特定应用或者满足特定性能标准。
本文中将讨论使用开关稳压器MAX8646的评估板来评估各种电感的效率、噪声(输出纹波)和暂态响应。
该评估板包含有一个电感，可以同时提供较高的效率和快速负载暂态响应。
较低的电感值导致较低的效率，较大的电感以暂态响应为代价提供更高的效率。
本文中讨论的其他电感经过选择可以与评估板的PCB封装相匹配，并且能以最小的改动(如果需要)来配合评估板的电路。
尺寸考虑表1中两个系列的电感提供不同的磁芯尺寸。
它们的外形相似，但是FDV0630系列电感在电路板上要高1mm。
较高的高度使得使用较短的铜线成为可能-使用更大的直径或较少的匝数，或二者兼具。
以及更低的电感表现出很低的效率，因此不考虑更小的电感。
较小的电感值还带来较大的峰值电流，它必须保持低于MAX8646的最低电流限制以防止失稳。
另一方面，大于1μH的电感也不合适。
请注意较大的FDV0630系列电感具有相同的电感值和引脚，但是提供更低的电阻和更高的额定电流。
关于电感磁芯的尺寸、材料和磁导率的详细比较本文将不赘述。
表1-评估电感磁芯的考虑Toko公司的FDV系列电感采用铁粉芯，它们提供更好的温度稳定性并且相对于其他可选磁芯成本更低。
其他选择是钼坡莫合金粉末(MPP)、气隙铁氧体以及铁硅铝磁合金(Kool Mm)或高磁通磁环。
鉴于混合镍、铁和钼粉末的成本，MPP通常是最昂贵的选择，铁硅铝磁合金是一种次昂贵的复合粉末磁芯。
在多数电源中常见的罐形、E和EI形磁芯为气隙铁氧体。
这些外形可以在必要时提供灵活性和可变性，但是成本更高。
高磁通磁环通常用于滤波电感而不是电源变换电路。
性能评估和效率比较图1电路中各种电感的效率比较显示，在输出电流低于2A时1μH电感具有最好的效率，在低于3A时μH的效率最低。
DCDC-BUCK中电感的选型思考
DCDC电路应该是硬件设计中最常见的电路，而Buck用得尤其多，下文介绍下电路中电感选型的几个思考。
BUCK电路选型的最重要的两个参数：电感值，电感电流。
电感电流一般有2个值：Isat是指饱和电流，一般指饱和电流（Saturation Current）电感值下降到30%（不同厂家定义有所不同，一般为10%-30%）的电流。
---dcdc电路中感电流瞬间值不能超过这个。
Irms是温升电流，也就是加电流后，电感产品自我温升温度不超过40度时的电流。
---dcc电路中电感电流有效值不能超过这个.电感值计算公式：Lmin=(Vin-Vout)*Vout/(△I*f*Vin) ---同步BUCK，异步需要加入二极管的电压步骤：（1）确认输出电流Iout（2）确认电感值Lmin=(Vin-Vout)*Vout/(△I*f*Vin)一般来说△I（上图的Ipp）取20%-30%的Iout（最大输出电流），f为DCDC开关频率（3）根据Lmin选取L，一般略取大一点（4）通过上面的公式计算△I，ImaxImax=Iout+1/2 △I，饱和电流要大于Imax（5）确认电感的饱和电流要大于Imax温升电流要大于Iout确认输出电流以上公式网上颇多，如果只写到这里，那么本文也没什么价值。
主要是有一个问题，上述的Iout到底取多少呢？是DCDC芯片的最大输出电流能力，还是实际工作过程中真正使用的最大电流呢？笔者认为应是DCDC芯片的最大输出电流能力，比如2A的DCDC芯片，那么这里Iout取2A。
理由如下：假设实际要用到2A电流，与芯片能力是一样的，那么不管取芯片电流能力还是实际使用电流，按照公式算得电感值是相同的，用这个电感可以设计出输出2A的DCDC电路。
这时如果用这个电路接入500mA的负载，即实际输出电流是500mA，难道就不能用了，显然是可以的。
由公式知道，L与输出电流成反比，如果按照实际电流计算，在接小负载时，比如200mA，那么算得的L值是2A时的10倍，电感值大，体积就大，这是我们不希望的。
DC-DC电感选型指南
DC-DC电感选型指南一：电感主要参数意义DC-DC外围电感选型需要考虑以下几个参数：电感量L，自谐频率f0,内阻DCR，饱和电流Isat，有效电流Irms。
电感量L：L越大，储能能力越强，纹波越小，所需的滤波电容也就小。
但是L越大，通常要求电感尺寸也会变大，DCR增加。
导致DC-DC效率降低。
相应的电感成本也会增加。
自谐频率f0：由于电感中存在寄生电容，使得电感存在一个自谐振频率。
超过此F0是，电感表现为电容效应，低于此F0，电感才表现为电感效应（阻抗随频率增大而增加）。
内阻DCR：指电感的直流阻抗。
该内阻造成I2R的能量损耗，一方面造成DC-DC降低效率，同时也是导致电感发热的主要原因。
饱和电流Isat：通常指电感量下降30%时对应的DC电流值。
有效电流Irms：通常指是电感表面温度上升到40度时的等效电流值。
二：DC-DC电感选型步骤1、根据DC-DC的输入输出特性计算所需的最小电感量。
对于Buck型DC-DC，计算公式如下Lmin=【Vout*（1-Vout/Vinmax）】/Fsw*Irpp其中：Vinmax = maximum input voltageVout = output voltagefsw = switching frequencyIrpp = inductor peak-to-peak ripple current通常将Irpp控制在50%的输出额定电流Irate。
则上述公式变化如下：Lmin=2*【Vout*（1-Vout/Vinmax）】/Fsw*Irate对于Boost型DC—DC的Lmin电感计算公式如下：Lmin=2*【Vinmax*（1-Vinmax/Vout）】/Fsw*Irate2、根据电感的精度，计算出有一定裕量的电感值例如：对于20%精度的电感，考虑到5%的设计裕量。
则Dc-DC所需的电感为L=1.25*Lmin3、确定我们所需的电感为比计算出的电感L稍大的标称电感例如：有一手机使用Buck型DC-DC，其输入为电池Vinmax= =4.2V，开关频率Fsw=1.2MHZ，输出电流Irate=500mA，输出电源Vout=1.2V则其DC-DC所需的电感Lmin= [2*1.2*（1-1.2/4.2）]/(1.2*0.5)uH=2.85uHL=2.86uH*1.25=3.57uH.距离3.57uH最近的一个标称电感为4.7uH，所以DC-DC外部电感选用4.7uH电感。
dcdc选电感参数
dcdc选电感参数电感值的选择电感值是决定 DC-DC 转换器性能的关键因素之一。
它影响着输出电压纹波、转换效率和瞬态响应。
影响电感值选择的因素开关频率 (fsw)：开关频率越高，所需的电感值越小。
输出电流 (Io)：输出电流越大，所需的电感值越大。
允许的输出电压纹波 (Vr)：允许的输出电压纹波越小，所需的电感值越大。
电感器的最大电流额定值 (Ir)：电感器的最大电流额定值必须大于输出电流。
计算电感值电感值可以通过以下公式计算：```L = (Vr Vout) / (2 fsw Io Ir) ```其中：L 为电感值Vr 为允许的输出电压纹波Vout 为输出电压fsw 为开关频率Io 为输出电流Ir 为电感器的最大电流额定值选择电感器的类型常见用于 DC-DC 转换器的电感器类型包括：铁氧体电感器：高磁导率，低损耗，成本低。
铁粉电感器：磁导率较低，但具有更高的饱和电流容量。
绕线电感器：具有高品质因数和低分布电容，但成本较高。
其他考虑因素除了电感值外，选择电感时还应考虑以下因素：尺寸和封装：电感器的尺寸和封装应与电路板布局兼容。
温度稳定性：电感器的电感值应在工作温度范围内保持稳定。
屏蔽：屏蔽电感器可以减少电磁干扰 (EMI)。
成本：电感器的成本应在预算范围内。
步骤总结选择 DC-DC 转换器电感的步骤总结如下：1. 确定允许的输出电压纹波、输出电流和开关频率。
2. 使用公式计算所需的电感值。
3. 选择满足所需电感值和电流额定值的电感器类型。
4. 考虑尺寸、温度稳定性、屏蔽和成本等其他因素。
5. 根据这些因素选择最合适的电感器。
dcdc电路中电感的作用
dcdc电路中电感的作用DC-DC电路是目前广泛应用于各种领域的电路之一，它具有高效、稳定、快速响应等优点，而电感作为DC-DC电路的重要元器件之一，起着非常重要的作用。
一、什么是电感？电感是指当电流通过导线时，会产生磁通量从而导致线圈内部的电势差，其单位是亨利。
电感在电路中通常表现为线圈，其主要作用是阻碍电流的变化。
二、DC-DC电路中电感的作用1、稳定输出电压有些电子元器件需要特殊的电压才能正常工作，但由于电网的电压波动比较大，因此需要将其降压或升压。
此时，DC-DC电路使用电感来维持电路中电流的平稳。
当电感通过电流时，会产生一个磁场。
当输入电压发生变化时，由于磁场的作用，电感能够保持输出电压稳定，从而保证电子元器件的正常工作。
2、滤波在DC-DC电路中，电容负责滤波，而电感则负责过滤高频噪声。
当输入电压中出现高频噪声时，电感通过电流时会产生一个反向电动势，从而减少高频噪声。
3、功率变换在DC-DC电路中，电容和电感常常被用来转换电能。
当电流通过电感时，由于电阻的存在，电能会被转变成磁能。
而当电流被切断时，磁能会被转变成电能，从而产生电压。
4、削减电压电感可以被用来削减输入电压。
例如，在一些应用中，需要将输入电压降低到一定范围内。
此时，由于电感是电流变化的阻碍器，因此它可以帮助降低输入电压。
三、总结DC-DC电路中，电感是很重要的元器件之一，其主要作用包括维持输出电压的稳定，滤除高频噪声，进行功率变换以及削减电压等。
选择恰当的电感也是DC-DC电路设计的关键，必须根据电路需要的电流、电压等参数来确定电感的参数，以确保电路正常工作。
dcdc 电路 共模电感 知乎
dcdc 电路共模电感知乎DC-DC电路是一种将直流电源从一个电压转换为另一个电压的电路。
在DC-DC电路中，共模电感是一种重要的元件，它在电路中起到了很重要的作用。
共模电感是指在电路中两个线圈之间存在一种相互感应的关系，即当一个线圈中有电流通过时，会在另一个线圈中感应出电流。
共模电感通常由两个线圈分别绕在同一个磁芯上构成。
在DC-DC电路中，共模电感主要用于滤除共模干扰。
共模干扰是指在电路中存在的一种干扰信号，它同时作用于电路的两个输入端，会导致电路的输出产生干扰。
共模电感通过将共模干扰信号滤除，提高了电路的抗干扰能力。
共模电感的工作原理是利用磁场的相互感应作用。
当一个线圈中有电流通过时，会在共模电感的磁芯中产生一个磁场，这个磁场会感应到另一个线圈中，从而产生电流。
这个电流与原来的电流方向相反，从而抵消了共模干扰信号。
在DC-DC电路中，共模电感的选择很关键。
首先要根据电路的需求确定所需的电感值。
通常情况下，较大的电感值可以提高共模抑制比，从而更好地滤除共模干扰。
其次，还要考虑共模电感的额定电流和电压。
根据电路的工作条件选择适当的额定电流和电压，以确保共模电感能够正常工作。
除了共模电感，DC-DC电路中还有许多其他的元件和技术可以用来提高电路的性能。
例如，采用逆变器和整流器可以实现电压的升降转换；采用开关电源技术可以提高电路的效率和稳定性；采用反馈控制技术可以实现电路的稳定输出等等。
DC-DC电路中的共模电感是一种重要的元件，它在电路中起到了滤除共模干扰的作用。
通过合理选择共模电感的参数，可以提高电路的抗干扰能力，提高电路的性能。
在DC-DC电路的设计中，还可以采用其他的技术和元件来进一步优化电路的性能。
希望通过本文的介绍，读者对于DC-DC电路和共模电感有了更深入的了解。
DCDC如何选择电感与电容（超实用、经典）
DCDC如何选择电感与电容（超实用、经典）使用DC/DC转换器主要是为了提高效率。
很多设计都要求将电池电压转换成较低的供电电压，尽管采用线性稳压器即可实现这一转换，但它并不能达到基于开关稳压器设计的高效率。
本文将介绍设计工程师在权衡解决方案的占用空间、性能以及成本时必须要面对的常见问题。
大信号与小信号响应开关转换器采用非常复杂的稳压方法保持重/轻负载时的高效率。
现在的CPU内核电源要求稳压器提供快速而通畅的大信号响应。
例如，当处理器从空闲模式切换至全速工作模式时，内核吸收的电流会从几十微安很快地上升到数百毫安。
随着负载条件变化，环路会迅速响应新的要求，以便将电压控制在稳压限制范围之内。
负载变化幅度和速率决定环路响应是大信号响应还是小信号响应。
我们可根据稳态工作点定义小信号参数。
因此，我们一般将低于稳态工作点10％的变化称为小信号变化。
实际上，误差放大器处于压摆范围(slew limit)内，由于负载瞬态发生速度超过误差放大器的响应速度，放大器并不控制环路，所以，在电感器电流达到要求之前，由输出电容器满足瞬态电流要求。
大信号响应会暂时使环路停止工作。
不过，在进入和退出大信号响应之前，环路必须提供良好的响应。
环路带宽越高，负载瞬态响应速度就越快。
从小信号角度来看，尽管稳压环路可以提供足够的增益和相位裕度，但是开关转换器在线路或负载瞬态期间仍然可能出现不稳定状态和振铃现象。
在选择外部元件时，电源设计工程师应意识到这些局限性，否则其设计就有可能遇到麻烦。
电感器选型以图1所示的基本降压稳压器为例，说明电感器的选型。
以TPS6220x为例，对大多数应用而言，电感器的电感值范围为4.7uH～10uH。
电感值的选择取决于期望的纹波电流。
一般建议纹波电流应低于平均电感电流的20％。
如等式1所示，较高的VIN或VOUT也会增加纹波电流。
电感器当然必须能够在不造成磁芯饱和(意味着电感损失)情况下处理峰值开关电流。
以增加输出电压纹波为代价，使用低值电感器便可提高输出电流变化速度，从而改善转换器的负载瞬态响应。
电源设计之电感选型
电源设计之电感选型一：电感主要参数意义DC-DC外围电感选型需要考虑以下几个参数：电感量L，自谐频率f0,内阻DCR，饱和电流Isat，有效电流Irms。
电感量L：L越大，储能能力越强，纹波越小，所需的滤波电容也就小。
但是L越大，通常要求电感尺寸也会变大，DCR增加。
导致DC-DC效率降低。
相应的电感成本也会增加。
自谐频率f0：由于电感中存在寄生电容，使得电感存在一个自谐振频率。
超过此F0是，电感表现为电容效应，低于此F0，电感才表现为电感效应（阻抗随频率增大而增加）。
内阻DCR：指电感的直流阻抗。
该内阻造成I2R的能量损耗，一方面造成DC-DC降低效率，同时也是导致电感发热的主要原因。
饱和电流Isat：通常指电感量下降30%时对应的DC电流值。
有效电流Irms：通常指是电感表面温度上升到40度时的等效电流值。
二：DC-DC电感选型步骤根据DC-DC的输入输出特性计算所需的最小电感量。
(对于电感量的计算，各DC-DC芯片手册上有明确的计算方法，请以手册为准，以下公式只是个举例说明)对于Buck型DC-DC，计算公式如下Lmin=【Vout*（1-Vout/Vinmax）】/Fsw*Irpp其中：Vinmax=maximum input voltage Vout=output voltagefsw=switching frequency Irpp=inductor peak-to-peak ripple current通常将Irpp控制在50%的输出额定电流Irate。
则上述公式变化如下：Lmin=2*【Vout*（1-Vout/Vinmax）】/Fsw*Irate对于Boost型DC—DC的Lmin电感计算公式如下：Lmin=2*【Vinmax*（1-Vinmax/Vout）】/Fsw*Irate之前还是工程师的时候，在做高密度贴装电源方案时，L1，L3电感选型为普通工字10uH贴片电感，EMC测试余量不足，后面不停调整电路，效果均不理想;后来深圳电感厂商Tcccoil的工程师建议改用屏蔽电感（一体电感），解决了EMC问题.一体成型电感从性能到价格方面是真的能替代传统电感呢，师兄弟们都觉得，一体成型电感工艺比一般的电感要复杂，生产成本较高，价格贵。
dcdc的参数及使用注意事项(电感储能型)
一、常用指标。
1，开关频率。
开关频率F=1/T=1/(T ON + T OFF).开关频率低，由于开和关的时间都比较长，因此为了输出不间断的需要，需要把电感值加大点，这样可以让电感可以存储更多的磁场能量。
同时，由于每次开关比较长，能量的补充更新没有如频率高时的那样及时，从而电流也就会相对的小些。
更高频率DCDC有很多优势。
目前开关频率已达到数百KHz甚至上千KHz，开关频率的提高，会使脉冲变压器、滤波电感、电容的体积、重量都大大减小。
频率越高，所需要的电感的感值就越小，电感线圈的圈数越少，直流阻抗越低。
频率越高，所需要的电容的容值就越小，电容的体积越小。
开关频率提高，也会使瞬时响应更快。
高频率也会带来一些缺点。
主要缺点就是效率会降低，热耗散也会增加。
开关频率的倍频会对射频系统造成干扰。
2，纹波系数和噪声。
DCDC开关电源工作在高频开关状态，会产生传导干扰和辐射干扰。
如无特别要求，一般纹波电流控制在不超过平均电感电流的两成。
Buck降压型DCDC的纹波系数为：可知，要想降低纹波电压ΔV O，除与输出电压有关外，增大储能电感L和滤波电容C可以起到显著效果，提高半导体开关电源器件的工作频率也能收到同样的效果。
Boost升压型DCDC的纹波系数为：可知，要想降低纹波电压ΔV O，除与输出电压有关外，增大滤波电容C可以起到显著效果，提高半导体开关器件的工作频率也能收到同样的效果。
Buck-Boost升降压型DCDC的纹波系数为：电感储能型DC/DC是电源噪声和开关辐射噪声(EMI)的来源。
宽带 PFM 电感式 DC/DC 变换器会在宽频带内产生噪声。
可采取提高电感式DC/DC变换器的工作频率，使其产生的噪声落在系统的频带之外。
电荷泵不使用电感，因此其 EMI影响可以忽略。
泵输入噪声可以通过一个小电容消除。
3，输入电压。
电感式DC/DC 变换器的最小输入电压可以做的较小，比如电池供电专用电感式DC/DC 变换器可在低至1V甚至更低的电压下启动工作，因此非常适合用于单节电池供电的电子设备。
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ILP ILT
VD VOUT t OFF
L
(5)
Current flow in the coil L is almost the same as the output current; consequently,
ILP ILT 2 IOUT
From equations (3) and (6), ILP during Q1 ON-state is
(6)
ILP IOUT
VIN VSW
VOUT t ON 2L
(7)
Using equations (5) and (6), ILP can be calculated during the period when the switching element is OFF:
VIN fSW r IOUT
(17)
Then, solve (17) for L to calculate the inductance value:
VL( OFF ) VD VOUT
VD: VOUT: Forward Voltage Drop across D1 (V) Output Voltage (V)
(4)
Using equations (2) and (4), the current flowing through coil L when Q1 is OFF is as follows:
● Inductor Current Waveform Fig. 3 shows the inductor’s current waveform. IOUT is the average inductor current value. When switching element Q1 is ON, current flow is shown during ON period tON of Q1, and voltage VL(ON) of coil L can be calculated by the following equation:
VL( ON ) ( VIN VSW VOUT )
VIN: VSW: VOUT: Input Voltage (V) Q1 ON-state Voltage Drop (V) Output Voltage (V)
(1)
The relation between current IL and voltage VL of coil L, which has self-inductance, can be calculated using the equation below: dI (2) VL L L VL(OFF) dt VL(ON) dIL= dt dIL= dt L L IL From equation (2), it is clear that by applying additional voltage to the inductor, the reverse-current direction increases by slope ILP V/L. Current flowing through the coil during tON can be calculated using equation (1), (2), and by the following method; ILT ΔIL IOUT represents current right before switching element Q1 turns ON, ILP represents current right before switching element Q1 turns ILT OFF.
Fig. 1 shows a typical buck converter circuit when switching element Q1 is ON. When N-ch MOSFET Q1 is ON, current flowing from input VIN to coil L charges the output capacitor CO and supplies output current IO. In this scenario, the current flowing through coil L produces a magnetic field and electric energy is converted to magnetic energy to be stored. Fig. 2 illustrates the same circuit when switching element Q1 is in an OFF state. When Q1 is OFF, free-wheeling diode D1 is activated, and the energy stored in coil L is released.
Fig. 3: Inductor Current Waveform
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Nov. 2012 - Rev.C
Inductor Calculation of Buck Converter
Application Note
From Fig. 2, the coil voltage when Q1 in OFF- state is VL(OFF), can be calculated using the following method:
D
t ON t ON t ON fSW 1 t OFF f SW TSW t ON t OFF
(9)
Using (7), (8), and (9), the duty can be calculated using the expression below:
D
VD VOUT VIN VSW VD
ILP ILT
VSW
VIN VOUT t ON L
(3)
tON
tOFF
t
The next step is to determine current flow in coil L when the switching element is OFF.
© 2012 ROHM Co., Ltd. All rights rignoring the voltage drop VSW of the switching element and voltage drop of the diode in equation (10), it is clear that onduty is fixed by the ratio of output voltage over input voltage:
ILT IOUT
(14)
© 2012 ROHM Co., Ltd. All rights reserved.
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Nov. 2012 - Rev.C
Inductor Calculation of Buck Converter
Current-difference between max. and min. (ILP－ILT) is as follows:
ILP IOUT
VD VOUT t OFF
2L
(8)
● On-Duty Calculation On-duty D is the ratio of time the switching element is ON tON versus the switching oscillatory cycle TSW:
Application Note
ILP ILT VIN VSW VOUT VD VOUT VIN VSW VD L fSW
(15)
Equations (13) and (15) show that large inductance L and high switching frequency will reduce maximum current (ILP)and current difference between max. and min. (ILP－ILT). ● Inductance L Value Calculation Define the ratio of current-difference flowing in coil L (ILP-ILT) versus output current IOUT as current ripple-ratio “r”.
ILP IOUT
VIN VSW VOUT VD VOUT VIN VSW VD 2 L fSW VIN VSW VOUT VD VOUT VIN VSW VD 2 L fSW
(13)
Equation (14) is used to determine the minimum value ILT by substituting (13) into (6):
Q1 ON VIN
VSW VL L IO VIN
Q1 OFF VL L IO
D1
CO
RL
VOUT
VD
D1
CO
RL
VOUT
Fig. 1: Basic Buck Converter Circuit Switching Element ON
Fig. 2: Basic Buck Converter Circuit Switching Element OFF
D
VOUT VIN
(11)
● Maximum Coil Current Value Use equations (9) and (10) to determine tON:
t ON