基于ADS的微带滤波器设计

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基于ADS的Ku波段微带滤波器的设计

１５．９～１６．１ＧＨｚ，带内波纹为０．５ｄＢ，带内插损小于ｉｄＢ。使用
ＩＺ０。ｌ＝Ｚｏ［１一Ｚｏｌ＋（ＺｏＪ，１）］
接下来我们使用ＡＤＳ中的ＬａｙＯｕｔ电路
版图设计功能，对平行耦合微带滤波器进行版图的设计并投板加工。最终我们对加工好的滤
１Ｚｏ ¨ ＝Ｚｏ［１＋ＺｏＪｉ１＋（ＺｏＬ】（１・１）
１Ｊ一１１ｒＢＷ
ＡＤＳ２００８微波仿真软件对其进行了仿真与优化，优化完毕制成版图并加工ＰＣＢ，再使用安捷伦矢量网
求如下：中心频率＝１６ＧＨｚ，通带范围为
１５．９～１６．１ＧＨｚ，带内波纹为０．５ｄＢ，驻波比＜１．５，在＝１６．５ＧＨｚ以及ｃｏ＝１５．５ＧＨｚ时，
波仿真软件进行了原理图仿真与ｅｐ，Ｊ，板制作，
最终制成实物并完成测试。测试结果显示滤波器具有良好的通带插损与阻带抑制，能够用于Ｋｕ波段通信设备中。本文对滤波器的设计过程进行了详细的阐述，为以后相近频率或相似
插入损耗，＞３０ｄＢ。要满足指标要求，根据滤
６的波纹系数分量、杂散信号的作用，并直接决定了混频输波器低通原型理论，应选择Ｎ＝
带入式（１．１），可计算出滤波器的奇模与偶
模特性阻抗值。

基于ADS的微带线带通滤波器设计

基于ADS的微带线带通滤波器设计摘要：该文章讨论的是基于ADS软件的平行耦合微带线带通滤波器的设计过程。

利用集总参数低通原型滤波器经过一系列转化可以得到微带线带通滤波器的特性，运用传输线原理和导纳变换公式获得带通滤波器的相关参数，并借助功能强大的ADS软件对微带线带通滤波器的原理图和版图进行设计制作。

该软件只需要输入相应的原始数据，便可方便得到频率响应等相关特性。

我们也可以借助ADS软件对其进行优化仿真，以得到更加优质的带通滤波器。

关键词：带通滤波器；微带线；传输线；ADS1.引言随着近年来无线通信技术的迅猛发展，微波滤波器已经成为作为辨别分离有用和无用资源的重要部件，并大量使用于通信系统领域，其性能的优越直接影响整个通信系统的质量。

现代通信对微波滤波器的整体要求越来越高，以求得到更加微小化、轻量化、集成化的高性能低成本的滤波器。

本文设计运用微带滤波器印刷电路的方法，可以满足尺寸小、成本低且性能稳定的要求，被广泛运用于无线通信系统中。

目前在无线通信系统领域中，微波滤波器的种类日益增多，性能和设计方法各有差异。

但总体来看，微波滤波器的设计大都采用从集总参数的低通原型滤波器出发经过一系列变换得到的。

本章讨论的是平行耦合微带线带通滤波器的设计，它同样是基于集总参数低通原型滤波器出发，经过等效变换可以得到与带通滤波器相应的低通原型模型，再经过阻抗倒置变换或导纳变换便可以得到相应的带通滤波器的设计模型及相关参数。

本文首先介绍微带线带通滤波器的设计原理，然后根据基本原理推导出滤波器的相关参数，再运用ADS软件进行制作、优化和仿真，最后将完整的设计图纸和相关参数拿到工厂加工制成成品。

为了验证该微带线带通滤波器的设计和仿真的正确性，本文采用网络分析仪对该滤波器进行了相关测试，测试结果和仿真效果相吻合。

2.微带线带通滤波器的设计原理及设计过程根据滤波器综合理论，低通原型滤波器是设计其他滤波器的基础。

本文设计的带通滤波器同样是在低通原型滤波器的基础上经过变换得到的。

基于ADS的平行耦合微带带通滤波器的优化设计

ｈｏｗｏｕｓＤＳｏｔａｒｔｅＡｓｆｗｅｑｕｉｋｌａｃｙｎｄｆｅｉｌｍｉｒｔｉｆｌｅｒｄｅｉｏｃｓｅｆｃｔｖｅｙｃｏｓｒｐｉｔｓｇｎｐｒｅｓ；Ｄｅｓｇｎｐｔｍｉａｔｏｎｉｏｉｚｉｏｆｐａｒａｍｅｅｒｔｓ
ｉｐｒｖｅｔｃａｙｄｔｂｉｉｙｈｅｄｅｃｍｏｈｅａｃｕｒｃａｎｓａｌｔｏｆｔｖｉｅ．Ｔｈｅｍｅｈｏｄｏｆｔａｔｃｎｇｉｔｈｅｐｒｃｉａｌｅｎｅｅｉｒｎｇｓｇｎｏｉｒｔｉｆｌｅｓｈａｄｅｉｆｍｃｏｓｒｐｔｒｖｅｉ
ｍｅｈｉｈｈｅｔａｄｉｉｎａｌｄｅｉｅｈｏｎｏｔｏｎｌｃｉｔｏｄｗｔｔｒｔｏｓｇｎｍｔｄ，ｙａｎｓｇｎｉｃｎｔｙｅｄｉｆａｌｒｕｃｅｔｏｋｌｈｅｗｒｏａｄ，ｓｈｏｒｅｈｅｄｅｉｔｎｔｓｇｎｙｃｅ，ａａｎｃｌｎｄｃ
的设计流程。
微波滤波器是微波系统中用于控制频率响应特性的二
端口网络，其通带内对信号表现为传输特性，而在其阻带在
内表现为衰减特性。在微波电路系统中．滤波器的性能对电
ＡＤＳ－ｓｄＯｐｔｍｉｅｅｉｂａｅｉｚｄＤｓｇｎｒｌｅｕｐｌｄｉｒｔｉｏｆＰａａｌｌＣｏｅＭｃｏｓｒｐ
Ｌｉａ．ｎｅＢｎｄ．ｐａｓｌｅｓＦｉｔｒ

ADS微带滤波器设计方法课件

进行参数优化
通过调整滤波器参数，如电感、电容、长度、宽度等，对滤波器性能进行优化。
进行仿真验证
通过仿真软件对所设计的滤波器进行性能验证，确保满足设计要求。
03
ADS微带滤波器设计实践
建立设计工程
确定设计目标
明确滤波器的性能指标，如通带范围、阻带范围、插入损耗等。
选择合适的微带线结构
设定工作频率和介质参数
根据设计目标和工作频率，设定合适的介质参数，如厚度、相对介电常数等。
根据设计需求，选择合适的微带线结构，如平行耦合线、发卡型等。
参数设置与优化
01
02
03
调整耦合系数
通过调整微带线间的距离、宽度等参数，优化耦合系数，以实现理想的滤波器性能。
优化谐振器长度
调整谐振器的长度，以实现所需的频率响应。
02
ADS微带滤波器设计基础
微带线理论
微带线定义
01
微带线是一种传输线，它由一个介质基片上的一条金属导带和
两条金属接地边构成。
微带线特性
02
微带线具有低阻抗、高共模抑制比、低辐射等特性，广泛应用
于微波和毫米波频段的电路设计中。
微带线传输模式
03
微带线主要传输准TEM模，即电场和磁场分量在传输方向上为
ADS软件介绍
ADS（Advanced Design System）是一款微波电路和系统设计软件，由美国安捷伦公司开发，提供了从电路设计、仿真、版图绘制到系统仿真的全流程解决方案。
ADS软件具有友好的用户界面和强大的功能模块，支持多种设计工具和第三方软件接口，广泛应用于通信、雷达、电子战等领域的电路和系统设计。
05

一种基于ADS的微带低通滤波器优化设计的开题报告

一种基于ADS的微带低通滤波器优化设计的开题报告此次开题报告将针对一种基于ADS的微带低通滤波器优化设计进行研究。

滤波器是电子电路设计中常见的模块，其主要作用是把不需要的频率成分从输入信号中滤除，保留所需的信号。

而微带低通滤波器则是一种常见的微波电路设计模块，常用于通信、雷达、导航等领域中。

本次研究将借助ADS软件，对微带低通滤波器进行优化设计。

ADS （Advanced Design System）是美国Keysight Technologies公司开发的一款基于EDA技术的高端仿真软件，主要应用于射频和微波电路的设计与仿真。

通过利用ADS的仿真功能，可以较为准确地模拟出滤波器的性能参数，并利用优化算法寻求最优化设计方案，从而实现滤波器的优化。

本次研究的具体内容包括以下几个方面：1. 文献综述：针对微带低通滤波器的基本原理、设计方法和优化算法等方面进行全面综述，为后续研究提供理论基础和参考资料；2. 滤波器建模：基于ADS软件，通过建立滤波器电路模型，对滤波器的性能参数进行仿真分析，包括通带范围、插入损耗、阻带衰减等；3. 优化算法选择：针对滤波器的设计要求和设计参数，选择合适的优化算法，并建立相应的优化模型，自动寻求最优化设计方案；4. 优化设计实现：通过不断优化设计参数，直到滤波器的设计满足了预设的性能要求，完成滤波器优化设计；5. 仿真验证：对优化设计后的微带低通滤波器进行ADS仿真验证，评估滤波器的性能是否满足要求。

本次研究的意义在于探索一种新的、高效的微波电路滤波器的设计方法，并为通信、雷达、导航等微波电路应用领域提供一种优化设计的技术支持。

ADS报告_总结_微带带通滤波器的设计8

ADS报告_总结_微带带通滤波器的设计8
微波电路与系统仿真实验报告
姓名：学号：院系：
一、实验名称：微带带通滤波器的设计
二、实验技术指标：
1.建立仿真原理图
2.仿真结果
三、报告日期：2012年10月27日
四、报告页数：共 3 页
五、报告内容：
1.电路原理图
设计指标：通带频率范围：1.9~2GHz；通带内衰减：<2dB，起伏<1dB；阻带衰减：1.7G 以下以及2.2GHz以上衰减：>40dB；端口反射系数：<-8dB。

（原始设计指标：通带频率范围：3.0-3.1GHz；通带内衰减：<2dB，起伏<1dB；阻带衰减：2.8G以下以及3.3GHz以上衰减：>40dB；端口反射系数：<-20dB。

）
电路原理图为：
2.电路图
计算出微带线尺寸后，绘制的电路图为：
3.仿真结果（可用图形或数据显示）
4.布局图
由ADS生成的版图为：
5.优化方法和优化目标
优化方法优化目标为：
6.优化之后的电路图和仿真结果
优化之后的电路图为：
优化之后的仿真结果为：
六、仿真结果分析
由仿真结果可知在优化前，通带内衰减大于2dB，起伏也大于1dB；阻带衰减：1.7G 以下以及2.2GHz以上衰减也不是很理想，没有达到设计的要求。

经过优化后，在通带频率范围：1.9~2GHz，通带内衰减小于2dB，起伏小于1dB；阻带衰减：1.7G以下以及2.2GHz以上衰减大于40dB，端口反射系数小于-8dB，基本上满足了设计的要求。

签名：
日期：。

ADS微带低通滤波器-图文

ADS微带低通滤波器-图文微带低通滤波器ADS仿真实验3100403028刘骥通信101一．实验目的1.了解微带低通滤波器的设计方法及原理2.熟悉ADS2022软件二．具体指标1.具有最平坦响应2.截止频率c2.5GHz3.在4GHz处的插入损耗必须大于20dB4.阻抗为50，采用6阶巴特沃兹低通原型，最高实际线阻抗为120，最低实际阻抗为20，采用的基片参数为d1.58mm,r4.2,tan0.02，铜导体的厚度为t0.035mm三．滤波器设计步骤1.根据设计要求确定低通原型元器件值2.采用阻抗和频率定标公式，用低阻抗和高阻抗线段代替串联电感和并联电容。

所需微带线的电长度l，以及实际微带线宽w和线长l可由ADS软件中的lineCalc工具计算得到3.根据得到的线宽和线长进行建模并仿真计算计算如下：|w4|110.6wwc2.5，由下图1.1看出，对于n=6的曲线，当(||1)0.6wc时，LA<20dB,故最大平坦滤波器级数n=6。

图1.1最大平坦滤波器原型的衰减与归一化频率的关系曲线根据表1.2列出低通原型值：g10.5176,g21.4142,g30.9318,g40.9318,g51.4142,g60.5176。

表1.2巴特沃兹滤波器低通原型元器件值四．滤波器原理图设计1.建工程,画微带线原理图画好的原理图如图2.电路参数的设置添加器件MSUB，双击MSUB，添加参数如图打开tool->LineCalc->StartLineCalc,计算各个微带先的长（l）和宽（w），在ubtrateparameter窗口设置介质的参数，参数值根据前面MSUB控件填写。

在electrical填入Z0(微带线特性阻抗),E_Eff(微带线电长度)，然后单机Syntheize栏中的箭头，物理尺寸参数设置栏会显示得到的微带线线长和线宽（注意：在Syntheize前要把Phyical中的W和L的单位设置为mm），其中各支节的Z0（即图Zi）和E_Eff(即图βli度)参考值如下图1.7图1.7值，如图1.8图1.8接着添加S-PARAMETERS,START=0GHz，Stop=5GHz,Step=0.01GHz。

基于ADS的平行耦合微带线带通滤波器的设计

基于ADS的平⾏耦合微带线带通滤波器的设计基于ADS的平⾏耦合微带线带通滤波器的设计摘要：本⽂介绍了平⾏耦合微带线带通滤波器的电路结构，阐述了设计带通滤波器的⽅法，最后给出了相对带宽为10%的滤波器设计的实例及仿真分析结果，证明了该⽅法的可⾏性和便捷性。

关键词: ADS; 微带线；带通滤波器；优化0 引⾔微带滤波器具有⼩型化、⾼性能、低成本等优点，在射频电路系统设计中得到⼴泛的应⽤。

其主要技术指标包括传输特性的插⼊损耗及回波损耗，通带内的相移与群时延，寄⽣通带等参数。

传统的设计⽅法是通过经验公式和查表来求得相关参数，⽅法繁琐且精度不⾼。

近年来，随着射频CAD软件的不断发展，微带滤波器的设计也进⼊了⼀个全新的阶段。

借助CAD软件可以避开复杂的理论计算，进⼀步精确和调整设计参数，确保设计出的滤波器特性符合技术要求。

本⽂通过ADS软件对平⾏耦合微带线带通滤波器进⾏优化仿真设计，证明了该⽅法的可⾏性和便捷性。

1微带带通滤波器的理论设计⽅法1.1 微带带通滤波器主要指标和基本设计思想微带滤波器的主要技术指标包括以下⼏个:(1) 通带边界频率与通带内衰减、起伏, 以及阻带边界频率与阻带衰减;(2) 通带的输⼊电压驻波⽐;(3) 通带内的相移与群时延;(4) 寄⽣通带, 它是由于分布参数传输线的周期性频率特性引起的, 即离设计通带⼀定处⼜产⽣了通带。

微波带通滤波器应⽤⼴泛, 结构多样, 但以微带线实现带通滤波器的结构种类有限, 为此,本⽂以平⾏耦合微带线为例来设计微带带通滤波器。

由于单个带通滤波器单元不能提供良好的滤波响应及陡峭的通带- 阻带过渡, ⽽通过级连基本的带通滤波器单元则可以得到⾼性能的滤波效果。

图1所⽰是⼀种多节耦合微带线带通滤波器的结构⽰意图, 这种结构不要求对地连接, 因⽽结构简单, 易于实现, 这是⼀种应⽤⼴泛的滤波器。

整个电路可以印制在很薄(⼩于1mm) 的介质基⽚上;其纵向尺⼨虽和⼯作波长可以⽐拟, 但采⽤⾼介电常数的介质基⽚则可使线上的波长⽐⾃由空间缩⼩⼏倍; 此外, 整个微带电路元件共⽤⼀个接地板, 且只需由导体带条构成电路图形, 因⽽结构⼤为紧凑, ⼤⼤减⼩了其体积和重量。

教程：ADS微波滤波器设计

微带滤波器的设计（ADS ）原理这次设计的滤波器主要是针对前面设计的天线而来的，即要实现最后的级联。

所以有必要阐述一下上次设计的天线的具体规格：上次设计的天线是在 2.5GHz 附近工作,而我在这里设计的滤波器目的是针对移动通信设计，所要求带宽较窄，令带宽在50MHz 左右，符合天线能提供的范围。

滤波器使用的基板参数还是εr= 9.8, h=1.27mm ，此时基板上的50ohm 阻抗传输线的宽大概为1.22mm 。

滤波器主要设计要求如下：中心频率G0=2.5GHz带宽=50MHz~70MHz （计算按50MHz ）在2.55GHz 上衰减达到25dB这里设计的滤波器为边缘耦合平行耦合线带通滤波器设计图如下：计算主要参数1、由低通到带通频率的变换这里W 为相对带宽， 01212122f f f f f f f W −=+−==0.02 得到'1ωω′＝2，如果采用切比雪夫原型，查表得到此滤波器为n=4级。

纹波系数为0.01dB 的切比雪夫原型的元件数值分别为：g0=1;g1=0.7168;g2=1.2003;g3=1.3212;g4=0.6476;g5=1.1007;'1ω＝1 并且为了简单起见，采用对称耦合的末段。

2、 ⎟⎠⎞⎜⎝⎛−=2121W πθ=1.5551=ο1.89； 1tan 21θτ==31.828；计算各个G 参数如下：7168.0111×=G =1.1811；1007.16476.015×=G =1.1844；2003.17168.012×=G =1.0781；3212.12003.113×=G =0.7941；6476.03212.114×=G =1.0811；当滤波器采用对称耦合结构[]121−+=τG h =0.0301; ()()1511111==A A ;()()1811.10301.0512112×==A A =0.2049; ()()1522122==A A ; ()()()828.310301.0411311211×===A A A =0.9580; ()()ο1.89sin 0800.10301.0412212×==A A =0.0325; ()ο1.89sin 7941.00301.0312×=A =0.0239;3、于是阻抗矩阵元素和偶、奇模阻抗为： ()()()()1522122511111====Z Z Z Z ； ()()2049.0512112==Z Z ； ()()()9580.0411311211===Z Z Z ； ()()0325.0412212==Z Z ；()0239.0312=Z ；各耦合段的偶、奇模阻抗耦合段编号 1 2 3 4 5 归一值 1.2049 0.9905 0.9819 0.9905 1.2049 偶模阻抗Z 0e 实际值 60.245欧49.525欧49.095欧49.525欧 60.245欧归一值 0.7951 0.9255 0.9341 0.9255 0.7951偶模阻抗Z 0o实际值 39.755欧46.275欧46.705欧46.275欧 39.755欧这里使用ADS 自带的耦合微带传输线计算器来计算各个尺寸。

基于ADS微带耦合滤波器的设计

本科生毕业论文(设计)题目：基于ADS的微带耦合滤波器的设计学生姓名：学号：专业班级：指导教师：完成时间：2014年月日目录摘要 (I)Abstract (II)第一章绪论 (1)1.1 背景 (1)1.2 研究意义 (2)1.3 设计要求 (2)1.4 方案比较与选择 (3)1.4.1 方案一：基于ADS设计平行耦合微带线带通滤波器 (3)1.4.2 方案二：基于Designer的多带外零点微带带通滤波器仿真设计 (3)1.4.3 方案三：基于FPGA的FIR数字滤波器的设计与仿真 (4)第二章关于低通滤波器的设计 (5)2.1 低通原型滤波器 (5)2.1.1 滤波器的基本原理 (5)2.1.2 低通滤波器的设计指标 (7)2.1.3 低通原型滤波器的设计 (7)2.2 低通滤波器原理图设计 (7)2.2.1 仿真参数设置和原理图仿真 (9)2.2.2 原理图仿真 (10)第三章平行微带耦合滤波器的设计 (11)3.1 传输线理论 (11)3.1.1 微带线的结构及传输模式 (11)3.1.2 耦合微带线及其传输模式 (11)3.1.3 传输线的基本特性参数 (12)3.2 微带滤波器的技术指标 (14)3.3 平行微带耦合滤波器的设计 (14)3.3.1 平行耦合微带线带通滤波器的原理 (14)3.3.2 设计指标 (16)3.3.3 生成滤波器的原理图 (17)3.3.4 微带线计算工具 (18)3.3.5 设置微带器件的参数 (18)3.3.6 添加变量 (19)3.3.7 S参数仿真电路设置 (20)第四章电路优化 (21)4.1 优化目标控件 (21)4.2 参数优化 (22)4.3 观察仿真曲线 (23)4.3.1 原理图 (23)4.3.2 原理图的仿真 (24)4.3.3 平行耦合型滤波器的最终设计参数 (25)结论 (27)参考文献 (28)致谢 (30)摘要滤波器是最基本的信号处理器，滤波器的主要特性包括低通、高通、带通、带阻衰减。

基于ads微带滤波器的设计开题报告

三、对本课题将要解决的主要问题及解决问题的思路与方法、拟采用的研究方法（技术路线）或设计（实验）方案进行说明
1、ADS仿真软件及 ADS软件的分析方法
ADS电子设计自动化功能十分强大，包含时域电路仿真(SPICE-like Simulation)、频域电路仿真 (Harmonic Balance、Linear Analysis)、三维电磁仿真 (EM Simulation)、通信系统仿真(Communication System Simulation)、数字信号处理仿真设计（DSP）；ADS支持射频和系统设计工程师开发所有类型的RF设计，从简单到复杂，从离散的射频/微波模块到用于通信和航天/国防的集成MMIC，是当今国内各大学和研究所使用最多的微波/射频电路和通信系统仿真软件软件。
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基于ADS的微带滤波器设计

Design of Low Phase-Noise Microwave Oscillator and Wideband VCO Based on MicrostripCombline Bandpass FiltersChao-Hsiung Tseng,Member,IEEE,and Chih-Lin ChangAbstract—This paper presents a new low phase-noise mi-crowave oscillator and wideband voltage-controlled oscillator (VCO)based on microstrip combline bandpassﬁlters.For this type of oscillator,the passbandﬁlter is embedded into the feed-back loop to treat as a frequency stabilization element.Instead of designing the oscillator at the group-delay-peak frequency of the ﬁlter to achieve a good phase-noise performance,in this paper, the peak frequency of the complex quality factor is adopted for oscillator design.To demonstrate the effectiveness of using -peak frequency,twoﬁlter-based oscillators are implemented at the-peak and group-delay-peak frequencies,respectively. The oscillator designed at the-peak frequency improves the phase-noise about10dB as compared with that realized at the group-delay-peak frequency.The developed oscillator with the three-pole comblineﬁlter is experimentally demonstrated at2.05GHz with148.3-dBc/Hz phase noise at1-MHz offset frequency.Moreover,by attaching a varactor on each resonator of the comblineﬁlter,the oscillator can be extended to a wideband VCO.The developed VCO has a frequency tuning range from 1.3to2.2813GHz with a54.8%bandwidth.Over this frequency range,all the phase noises measured at1-MHz offset frequency are better than117.19dBc/Hz.Index Terms—Comblineﬁlter,ﬁlter-based oscillator,microwave oscillator,voltage-controlled oscillator(VCO).I.I NTRODUCTIONI N THE microwave regime,the oscillator is mainly em-ployed to produce a continuous wave(CW)signal.It can then be treated as a local-oscillating(LO)signal generator for performing the frequency up-conversion/down-conversion in a wireless communication system,or it can be applied to be a mi-crowave source in a radar system.As the oscillation frequency of an oscillator can be properly tuned by embedded voltage-controlled devices,it can be also referred to as a voltage-con-trolled oscillator(VCO).The key performances of a VCO in-clude low phase noise,low power consumption,and wide fre-quency tuning range.Manuscript received June21,2012;revised July08,2012;accepted July17, 2012.This work was supported by the National Science Council of Taiwan under Grant NSC101-2221-E-011-080.The authors are with the Department of Electronic Engineering,National Taiwan University of Science and Technology,Taipei10607,Taiwan(e-mail: chtseng@.tw).Color versions of one or more of theﬁgures in this paper are available online at .Digital Object Identiﬁer10.1109/TMTT.2012.2210441According to the Leeson’s phase-noise model[1],the spec-trum-based quality factor dominates the oscillation spec-trum.To achieve a good phase-noise performance,the overall network of the oscillator should have a high value at the os-cillation frequency.Hence,a resonator with a high quality factor is usually employed to increase.Here,the quality factor of the resonator is deﬁned as(1) where is the oscillation frequency,is the phase re-sponse of the resonator,and is the group delay.Note that the spectrum-based quality factor[2],[3]is different from the quality factor of the resonator.In practical applications, the high-resonators,such as the dielectric resonator(DR) [4]and metallic air cavity[5],are usually adopted to develop low phase-noise oscillators.However,they are not easy to in-tegrate with other planar circuits,and they are impossible to be implemented in the integrated circuit(IC)process.Besides,the mechanical tuning technique should be adopted to realize the frequency tuning function of the DR or cavity oscillator.To overcome the above-mentioned problems,recently,a new type of the planar microwave oscillator[6],[7]has been pro-posed to achieve a good phase-noise performance.Instead of using only one high-resonator,it utilizes a four-pole el-liptic-responseﬁlter as a frequency-selective element to develop a loop oscillator.It is because the multipole bandpassﬁlter can synthesize two group-delay peaks near two corner frequencies of the passband.According to(1),these two group-delay peaks are corresponding to two high values,respectively.There-fore,as the oscillation frequency is designed at the group-delay-peak frequency,the phase-noise performance can be dramati-cally improved.However,for some types of microwaveﬁlters, the frequencies of the peak values are not absolutely mapped to those of the high values.If the oscillator is still designed at the group-delay-peak frequency,it may not achieve the best phase-noise performance.Besides,the low phase-noise oscil-lator proposed in[6]and[7]is difﬁcult to be extended to the VCO with a moderate frequency tuning range.Although the multiple split-ring resonatorﬁlter[8]and trisectionﬁlter[9] have been employed to develop VCOs,their frequency tuning ranges are very limited.To further reduce the phase noise,the passive four-poleﬁlter in[6]and[7]is extended to become an activeﬁlter and embedded into the feedback loop of the oscillator[10].However,it increases the manufacturing cost,0018-9480/$31.00©2012IEEEFig.1.Block diagram of a feedback oscillator.namely,adding two microwave transistors,to achieve a better performance.Instead of using the group-delay peak and the phase-noise ﬁgure-of-merit(PNFOM)[7]to evaluate theﬁlter characteris-tics for the oscillator design,in this paper,the complex quality factor[2],[3]is introduced to simultaneously consider ef-fects of the amplitude and phase responses of theﬁlters,and then applied to implement low phase-noise oscillators using the two-pole coupled-resonator and three-pole comblineﬁlters[11]. Since the is inherently related to the spectrum-based quality factor of the Leeson’s model[1],the phase-noise perfor-mance of the oscillator can be signiﬁcantly improved as de-signed at the frequency of the peak.In addition,by attaching varactors to the resonators of the comblineﬁlter[12],[13],one can easily extend the developed oscillator to a wideband low phase-noise VCO with a54.8%frequency tuning range.II.O SCILLATOR D ESIGN U SING Q UALITY F ACTORplex Quality FactorReferring to the Leeson’s oscillator model[1],the output os-cillation spectrum can be expressed as(2) where is the offset frequency from the oscillation frequency ,is the additive noise component,and the is the spectrum-based quality factor,which dominates the oscillation spectrum.Fig.1shows aﬁlter-based loop oscillator with a cur-rent-controlled current source(CCCS)active device,namely, the BJT ampliﬁer.The characteristics of the bandpassﬁlter are represented by two-port impedance parameters.Assuming that the effects of the output load,connecting lines,and para-sitic components are ignored,the complex quality factor is deﬁned as[2](3) It can be related to the spectrum-based quality factor as[3].Moreover,translating into the polar coordinate, it can be presented as[3](4)Fig.2.(a)Four-pole coupled-resonatorﬁlter and(b)its complex quality factor and group delay.Observing(4),one can learn that the not only considers the derivative of the phase response,,with respect to the frequency,but also the amplitude effects of theﬁlter.It is more rigorous than the quality factor deﬁned in(1).Forﬁlter-based oscillator design in[7],the oscillation frequency is desig-nated at the group-delay peak of theﬁlter,namely,only consid-ering the derivative of the transmission phase angle,,of theﬁlter.In[7],the amplitude effects inﬂuenced by the band-width,location of transmission zero,and return loss of theﬁlter are evaluated by a newly deﬁned factor,i.e.,the PNFOM.Actu-ally,the amplitude effects discussed in[7]has been including in (4).Section II-B will use complex quality factor to evaluate the two-and four-pole coupled-resonatorﬁlters.plex Quality Factor of FilterIn[6]and[7],the four-pole coupled-resonatorﬁlter is em-ployed to design a low phase-noise oscillator.To comprehen-sively understand the characteristics of thisﬁlter,as shown in Fig.2(a),a four-pole elliptic-response bandpassﬁlter is imple-mented on an RO4003substrate with a thickness of0.508mm, a dielectric constant of3.38,and a loss tangent of0.0027.The center frequency and fractional bandwidth of theﬁlter are set to2GHz and4%,respectively.The normalized frequency of the attenuations pole is selected to.Hence,the element values of the low-pass prototypeﬁlter[11]are, ,,,and.TSENG AND CHANG:DESIGN OF LOW PHASE-NOISE MICROWA VE OSCILLATOR AND WIDEBAND VCO3The coupling coefﬁcients and external quality factor[11]are calculated as,, ,and.The electromagnetic(EM)simulator Agilent Momentum is used to determine the physical dimen-sions as shown in Fig.2(a).Transferring the simulated-pa-rameters of theﬁlter to-parameters,the complex quality factor are calculated by(3),while the group delay is obtained by performing the derivative of the phase response.The cal-culated and group delay are plotted in Fig.2(b).For this four-poleﬁlter,the frequencies of two group-delay peaks are almost the same as those of the peak.Consequently,the os-cillators designed at the high-frequency[6]and low-frequency [7]group-delay peaks can achieve a signiﬁcant improvement of the phase-noise performance.In addition,since theﬁlter at the design center frequency has a lower insertion loss and a mod-erate group delay value,it forms a peak at about2GHz. Note that since the modulus is performed in(3),the transmis-sion zeros of theﬁlter will contribute two pseudo peaks indicated in Fig.2(b),which are also corresponding to negative notch points of the group-delay curve.As shown in Fig.3(a),a two-pole coupled-resonatorﬁlter with the Butterworth response is designed at2GHz with a3% fractional bandwidth.The element values of the low-pass pro-totypeﬁlter[11]are,,, and,and their corresponding coupling coefﬁcients and external quality factor are calculated as and .The simulated phase response of the developed ﬁlter is given in Fig.3(b).It has an abrupt slope at the de-sign frequency of theﬁlter,about2GHz.Observing the group delay and complex quality factor given in Fig.3(c),two group-delay peaks are located near the corner frequencies of the ﬁlter.However,as compared with Fig.2(b),only a peak ap-pears at the center frequency of the passband because the slope of the phase response curve is not sharp enough to form two peaks close to two group-delay peaks.According to design procedures in[6]and[7],the oscillator is suggested to be de-signed at the frequency of group-delay peak.However,based on (2),the oscillator should be implemented at the frequency of thepeak.To judge which peak frequency shown in Fig.3(c)is better for the low phase-noise oscillator design,in Sections II-C and II-D,two oscillators will be designed at the-peak and group-delay-peak frequencies.C.Oscillator Designed at-Peak FrequencyBased on the block diagram shown in Fig.1,aﬁlter-based loop oscillator can be realized by an ampliﬁer with a bandpass ﬁlter embedded in the feedback path.Here,theﬁlter is replaced by the two-pole coupled-resonatorﬁlter shown in Fig.3(a).The ampliﬁer is realized by an Inﬁneon BFP405bipolar transistor, which is biased at V with a collector current mA,as shown in the inset of Fig.1.To completely con-sider effects of the parasitic components and bias circuitry,the phase response of the ampliﬁer areﬁrst measured as shown in Fig.4(a)for the oscillator design.By integrating theﬁlter,am-pliﬁer,parts of the connecting lines,and50-load in the circuit simulator,the total phase response can be achieved as shown in Fig.4(b).According to the“Barkhausen oscillation criteria,”the loop gain of the oscillator must be greater than unity and thetotal Fig.3.(a)Two-pole coupled-resonatorﬁlter and(b)its phase response, (c)complex quality factor,and group delay.loop phase should satisfy0or multiple of360.Thus,to de-sign the oscillator operated at the-peak frequency,namely, 2.01GHz,the length of the transmission line to connect ports1 and2in Fig.4(b)can be determined as360220.78.The physical dimensions of the connecting line are clearly indicated in Fig.5(a).Fig.5(a)and(b)shows the circuit photograph of the devel-oped oscillator,and simulated loop gain and phase,respectively. As shown in Fig.5(c),the output spectrum is measured by Agi-lent Spectrum Analyzer N9010A with the settings of a100-kHz resolution bandwidth and a10-MHz frequency span.The output power is2.4dBm at the oscillation frequency1.986GHz,which is close to the frequency with a0loop phase,as shown in Fig.5(b).The amount of the consumed dc power is20mW. The phase noise of the developed oscillator is measured by Ag-ilent source signal analyzer E5052B.As shown in Fig.6,the4IEEE TRANSACTIONS ON MICROWA VE THEORY ANDTECHNIQUESFig.4.(a)Measured phase response of the ampliﬁer.(b)Total phase response of the ampliﬁter with theﬁlter,parts of connecting lines and50-load. measured phase noises are117dBc/Hz and140dBc/Hz at 100-kHz and1-MHz offset frequencies,respectively.Theﬁgure of merit(FOM)[14]of an oscillator can be calculated bymW(5) where is the phase noise at the offsetfrequency,is the oscillation frequency,and is the dc power consumption Fig.5.(a)Circuit photograph of the oscillator designed at the-peak fre-quency and(b)its simulated loop gain and loop phase and(c)measured output spectrum.(in milliwatts).The FOM of the developed oscillator at1-MHz offset frequency is192.9dBc/Hz.D.Oscillator Designed at Group-Delay-Peak Frequency Following the design procedures described in Section II-C, the oscillator operated at the group-delay-peak frequency,TSENG AND CHANG:DESIGN OF LOW PHASE-NOISE MICROWA VE OSCILLATOR AND WIDEBAND VCO5Fig.6.Measured phase noises of the oscillator designed at the-peak and group-delay-peak frequencies.namely,1.98GHz,is developed as shown in Fig.7(a).Except for the length of the connecting line,the oscillator shown in Fig.7(a)is the same as that of Fig.5(a).Since the phase response of theﬁlter shown in Fig.3(b)has a abrupt curve slope around the design frequency,a longer folded microstrip should be adopted to satisfy the loop phase requirement as compared with the oscillator in Fig.5(a).Shown in Fig.7(b)are the simu-lated loop gain and phase of the developed oscillator.Referred to the measured output spectrum shown in Fig.7(c),the output power is3.919dBm at the oscillation frequency1.9466GHz. As expected,the frequency with a0loop phase is close to the measured oscillation frequency,1.98GHz.The amount of the consumed dc power is20mW.As plotted in Fig.6,the measured phase noises are107dBc/Hz and130dBc/Hz at100-kHz and1-MHz offset frequencies,respectively.It reveals that designing the oscillator at the-peak frequency can achieve a10-dB phase-noise improvement as compared with the oscillator designed at the group-delay-peak frequency. However,since the oscillator designed at the group-delay-peak frequency has a higher loop gain,it can provide a higher output power as expected.It is worth noting that the-peak and group-delay-peak fre-quencies of the four-pole coupled-resonatorﬁlter in Fig.2(a) are almost located at the same frequency,as well as the conven-tional LC tank resonator.Therefore,whether the oscillator is designed at the-peak or group-delay-peak frequency,one will obtain a similar phase noise level.However,as the peak and group-delay peak of theﬁlter are located at different frequencies,such as those of the two-pole coupled resonator ﬁlter,as shown in Fig.3(c),the oscillator should be designed at the-peak frequency to achieve a better phase-noise per-formance.It also demonstrates that the complex quality factor is more rigorous parameter than the group delay for evalu-ating theﬁlter.E.Design Procedures of Filter-Based OscillatorThe design procedures of theﬁlter-based oscillator proposed in this paper are summarized asfollows.Fig.7.(a)Circuit photograph of the oscillator designed at the group-delay-peak frequency and(b)its simulated loop gain and loop phase and(c)measured output spectrum.1)Design and simulate theﬁlter by the EM simulator andthen apply the de-embedded technique to acquire the phase response,as shown in Fig.3(b).6IEEE TRANSACTIONS ON MICROWA VE THEORY AND TECHNIQUES2)Use(3)to calculate of theﬁlter,as illustrated asFig.3(c),and then designate the oscillation frequency of the oscillator to be the-peak frequency.3)Design the ampliﬁer to have a proper gain,and then mea-sure the phase response,as shown in Fig.4(a),with the thru-reﬂect-line(TRL)calibration to remove the effects of the testﬁxture.4)Integrate the-parameters of theﬁlter and ampliﬁer[ob-tained in1)and3)]with the50-load and connecting lines in the circuit simulator,as plotted in Fig.4(b),and predict the total phase angle.5)Design the transmission line with the electrical length ofat the oscillation frequency.III.O SCILLATOR D ESIGN B ASED ON C OMBLINE F ILTERIn[6]and[7],theﬁlter-based oscillators have been success-fully developed with very low phase-noise performances.How-ever,they are only operated at a single frequency and are unsuit-able for applying in the wireless communication or radar system with the frequency tuning requirement.Since the comblineﬁlter has the advantage of the simple circuit structure and easy exten-sion to a tunableﬁlter[12],[13],it will be employed to imple-ment the oscillator and VCO in this paper.In Sections III-A–C, the oscillator based on the comblineﬁlter will beﬁrst designed and then extended to a wideband VCO.A.Oscillator Design Using Combline FilterAs shown in Fig.8(a),the three-pole combline bandpassﬁlter developed in this paper is composed of three coupled quarter-wave resonators.The open-and short-circuited terminations are connected with the bilateral ends of each resonator.Moreover, theﬁlter is directly fed by two tapped lines.Theﬁlter is de-signed with the Chebyshev response at2GHz and fabricated on the RO4003substrate.Since the fractional bandwidth of the ﬁlter is set to4%,the element values of the low-pass prototype ﬁlter[11]are,,,, and.The coupling coefﬁcients and external quality factor are calculated as,and .Based on the above parameters,the physical dimensions of theﬁlter are determined by the EM simulator and also indi-cated in Fig.8(a).Shown in Fig.8(b)are the measured insertion loss and group-delay response of thisﬁlter.Although the group delay peak at about2.05GHz has a higher value,it is corre-sponding to a worse insertion loss.If the designer determines the quality factor only by the group delay,namely,by using(1), the group-delay peak at about2.05GHz will reasonably cor-respond to a higher quality factor.However,as simultaneously considering the effects of the insertion loss and group delay,two peak values of illustrated in Fig.8(c)are almost equal.In addition,two peaks are close to group-delay peaks,but not exactly located at the same frequencies.In[7],the amplitude ef-fects of theﬁlter are considered by performing the PNFOM pa-rameter study.In this paper,the more rigorous complex quality factor is adopted to evaluate theﬁlter performance,and the frequency with the peak will then be chosen to design a low phase-noise oscillator.Followed by the oscillator design procedures in Section II-E, the comblineﬁlter shown in Fig.8(a)is employed to designthe Fig.8.(a)Three-pole comblineﬁlter and(b)its measured insertion lossand group delay and(c)complex quality factor calculated from measured -parameters of the comblineﬁlter.oscillator operated at the-peak frequency,2.0493GHz,as shown in Fig.9(a).Basically,the circuit conﬁguration is sim-ilar to the oscillators developed in Section II,except for re-placing theﬁlter structure and adding the tuning inductors.The microstrip lines are adopted to connect theﬁlter and the ampli-ﬁer,and their dimensions are indicated in Fig.9(a).Here,the shunt tuning inductors are mainly used toﬁne tune the loop phase for satisfying the oscillation criteria.Their function is similar to the network embedded in feedback loop in[6]and [7].Since this oscillator will be extended to a wideband VCO, in this design,there are no narrowband matching networks at-tached with the transistor.As shown in Fig.9(b),the measured output power is0.685dBm at the oscillation frequency ofTSENG AND CHANG:DESIGN OF LOW PHASE-NOISE MICROWA VE OSCILLATOR AND WIDEBAND VCO7Fig.9.(a)Circuit photograph of the oscillator using the comblineﬁlter and(b)its measured output spectrum.2.0472GHz.Referred to the wideband output spectrum illus-trated in Fig.10,this oscillator has an18.82-dBc second har-monic and18.18-dBc third harmonic suppressions.The mea-sured phase noise is shown in Fig.11,and two asymptotes with the slopes of30and20dB/decade are also plotted to reveal the trend of the phase-noise curve.The measured phase noises are125.6and148.3dBc/Hz at100-kHz and1-MHz offset frequencies,respectively.The dc power consumption of the de-veloped oscillator is22mW.By using(5),the FOM at1-MHz offset frequency is201.1dBc/Hz.Fig.10.Measured wideband output spectrum of the developed oscillator using the comblineﬁlter.Fig.11.Measured phase noises of the developed oscillator using the combline ﬁlter.plex Quality Factor of OscillatorIn Section II-B,the complex quality factor is used to evaluate theﬁlter,and then choose the-peak frequency for the low phase-noise oscillator design.In order toﬁgure out the reason why the phase-noise performance of the developed os-cillator using a comblineﬁlter can be signiﬁcantly improved, in this section,will be employed to quantitatively evaluate the oscillator.Based on the method in[2],the developed oscil-lator using the comblineﬁlter shown in Fig.9(a)can be rep-resented as Fig.12(a)with the equivalent circuit model of the bipolar junction transistor(BJT).The component values of the BJT(Inﬁneon BFP405)circuit model are given in Table I.Here, the two-port impedance network represents the characteris-tics of the comblineﬁlter,conneting lines,bias network,and output load of the oscillator.Embedding the parasitic compo-nents of the BJT to the network,one can obtain the equiva-lent circuit shown in Fig.12(b),which is mainly composed of the intrinsic part of the BJT and the parasitic-embedded net-work.By applying(3),the complex quality factor of the oscillator can be calculated from-parameters,as shown in Fig.13.Since the oscillator is designed at the peak of the ﬁlter,namely,2.0493GHz,the peak of the oscillator around this frequency is conserved well.The other peak of theﬁlter at1.9708GHz is obviously degraded.Referring to Fig.13,the8IEEE TRANSACTIONS ON MICROWA VE THEORY ANDTECHNIQUESFig.12.(a)Developed oscillator represented with the BJT equivalent model and (b)its equivalent circuit with parasitic components embedding from the BJT to the ﬁlter network.TABLE IC OMPONENT V ALUES OF BJT E QUIVALENT C IRCUIT MODELpeak appears at 2.0515GHz,which is very close to the measured oscillation frequency,2.0472GHz,of the developed oscillator.Hence,one can achieve a very good phase-noise per-formance.C.VCO Design Using Tunable Combline FilterBased on the design procedures in [13],the combline ﬁlter shown in Fig.8(a)can be extended to a tunable combline ﬁlter,as depicted in Fig.14(a).The varactor (Skyworks SMV 1233)is attached on the open-circuited end of the resonator for providing a capacitance tuning range of 0.84–3.28pF.The bias circuit of the varactor is also clearly shown in Fig.14(a).The center frequency of the tunable ﬁlter is set to 2GHz and the electrical length of the resonator is 37.5.The resonator becomes shorter because the parasitic capacitance of the varactor providessomeFig.13.Calculated complex quality factor of the developed oscillatorusing the combline ﬁlter.Fig.14.(a)Developed tunable combline ﬁlter and (b)its complex quality fac-tors calculated from measured -parameters for different tuning voltages.equivalent length.Plotted in Fig.14(b)are the peak values of the tunable combline ﬁlter for the different tuning voltages .They are calculated from measured -parameters by the procedures in Section II.For a decreasing tuning voltage,thepeak goes to the lower frequency band with a lower value.It implies that as one uses this tunable ﬁlter to develop a VCO,the phase-noise performance will be degraded by tuning the oscillation frequency to the lower frequency band.TSENG AND CHANG:DESIGN OF LOW PHASE-NOISE MICROWA VE OSCILLATOR AND WIDEBAND VCO9Fig.15.Circuit photograph of the wideband VCO using the tunable combline ﬁlter.Fig.16.(a)Measured phase noises,oscillation frequencies and (b)output power of the developed wideband VCO.Replacing the combline ﬁlter in Fig.9(a)by the developed tunable ﬁlter,one can form a VCO,shown in Fig.15.Here,theTABLE IIP ERFORMANCE C OMPARISONS B ETWEEN P UBLISHED VCOs AND T HIS STUDYlength of the connecting line is adjusted to obtain an optimal frequency tuning range.As shown in Fig.16(a),the available frequency tuning range of the developed VCO is from 1.3to 2.2813GHz with a 54.8%bandwidth.Over this tuning range,all the measured phase noises at the 100-kHz and 1-MHz offset fre-quencies are better than 93and 117.19dBc/Hz,respectively.The best phase noises at the 100-kHz and 1-MHz offset frequen-cies can be achieved at 2.2813GHz,and they are 109.87and 134.17dBc/Hz,respectively.Here,the measured phase noises become better as the oscillation frequency is tuned to the higher frequency band.The phase-noise curve is opposite to the curve tread of the peak values of the tunable combline ﬁlter,as il-lustrated in Fig.14(b).The output powers are varied from 4.7to 2.38dBm,as shown in Fig.16(b).Since the measured power gain of the ampli ﬁer decreases about 2.5dB over the frequency tuning range,as given in Fig.16(b),it leads to a notable variation of the VCO output power.The FOM at 1-MHz offset frequency is 188.3dBc/Hz.As compared with the developed oscillator in Section III-B,the phase-noise performance of the VCO has some degradation due to the parasitic element losses of the var-actors.The performance comparisons between published VCOs and this study are summarized in Table II.Although the VCO in [8]has a better FOM than that developed in this paper,it oc-cupies a large circuit area and only provides a 1.6%frequency tuning range.IV .C ONCLUSIONIn this paper,the complex quality factor is introduced to evaluate the ﬁlter performance,and then employed to designate the -peak frequency for the low phase-noise oscillator design.Section II experimentally demonstrates that as the -peak frequency of the ﬁlter is different from the group-delay-peak frequency,one should design the oscillator at the -peak frequency to achieve a better phase-noise performance.Since the value simultaneously considers the amplitude and phase effects of the ﬁlter,it is more rigorous than the group-delay evaluation approach [7],and able to replace the PNFOM parameter study in [7].Based on the proposed oscillator design procedures,the oscillator using the three-pole microstrip combline ﬁlter is developed at 2.05GHz with a measured 148.3-dBc/Hz phase noise at 1-MHz offset fre-quency.In addition,the value of the developed oscillator is calculated to quantitatively ﬁgure out the reason of achieving this very low phase noise.By attaching a varactor on each resonator of the combline ﬁlter,the developed oscillator can be10IEEE TRANSACTIONS ON MICROWA VE THEORY AND TECHNIQUESeasily extended to a wideband VCO with a54.8%frequency tuning range.In the future,the proposed circuit schematics of the VCO may be implemented in the IC process to achieve a low phase-noise monolithic microwave integrated circuit (MMIC)VCO.R EFERENCES[1]D.B.Leeson,“A simple model of feedback oscillator noise spectrum,”Proc.IEEE,vol.54,no.2,pp.329–330,Feb.1966.[2]T.Ohira,“Rigorous-factor formulation for one-and two-portpassive linear networks from an oscillator 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anAssociate Microwave Researcher with the Center forMeasurement Standards,Industrial Technology Re-search Institute,Hsinchu,Taiwan.From August2001 to July2002,he was a Teaching Assistant with the Department of Electrical Engineering,National Taiwan University,where from February2004to July 2005,he was a Postdoctoral Research Fellow.From August2005to July2006, he was with the Department of Electrical Engineering,University of California at Los Angeles(UCLA),as a Visiting Scholar.Since August2006,he has been on the faculty of the Department of Electronic Engineering,National Taiwan University of Science and Technology,Taipei,Taiwan,where he is currently an Associate Professor.His research interests include microwave circuits and modules,microwave and millimeter-wave ICs,left-handedmetamaterials,mi-crowave measurement and calibration techniques,microwave-imaging systems, and techniques.Chih-Lin Chang was born in Chiayi,Taiwan,in1983.He received the B.S.degree in electrical engi-neering from Da-Yeh University,Changhua,Taiwan,in2006,the M.S.degree in electronic engineeringfrom National Taiwan University of Science andTechnology,Taipei,Taiwan,in2008,and is currentlyworking toward the Ph.D.degree at the NationalTaiwan University of Science and Technology.His research interests include microwave/mil-limeter-wave ICs,left-handed metamaterials,andmicrowave active and passive circuits.。

基于ADS的微带线带通滤波器设计

项目名称：基于ADS优化的微带带通滤波器设计一、实验目的(1) 了解低通滤波器、带通滤波器、高通滤波器等滤波器原理(2) 利用ADS2008软件设计，以切比雪夫滤波器为原型，设计一种微带线带通滤波器。

二、实验设备(1) PC机一台；(2) ADS2008软件；三、实验内容和要求(1) 设计一个微带线带通滤波器，以切比雪夫低通滤波器为原型；(2) 中心频率：2G+学号*50MHz；（2G+10*50MHz=2.5GHz）(3) 相对带宽：8％；（2.5GHz*8％=200MHz）四、实验原理1.滤波器原理滤波器的基础是谐振电路,它是一个二端口网络,对通带内频率信号呈现匹配传输,对阻带频率信号失配而进行发射衰减,从而实现信号频谱过滤功能。

典型的频率响应包括低通、高通、带通和带阻特性。

镜像参量法和插入损耗法是设计集总元件滤波器常用的方法。

对于微波应用,这种设计通常必须变更到由传输线段组成的分布元件。

Richard变换和Kuroda恒等关系提供了这个手段。

2.微带线微带线(microstrip1ine)是现在混合微波集成电路和单片微波集成电路使用最频繁的一种平面传输线。

它可用光科程序制作,且容易与其他无源微波电路和有源微波器件集成,从而实现微波部件和系统的集成化。

微带线是在金属化厚度为h的介质基片的一面制作宽度为W，厚度为t的导体带,另一面作接地金属平板而构成的。

3.耦合微带线当两个无屏蔽的传输线紧靠一起时,由于传输线之间电磁场的相互作用,在传输线之间会有功率耦合,这种传输线称为耦合传输线。

耦合微带传输线由靠得很近的3个导体构成。

这种结构介质厚度为d,介质相对介电常数为η,,在介质的下面为公共导体接地板,在介质的上面为2个宽度为W、相距为S的中心导体带。

五、实验步骤与结果1.设定滤波器指标中心频率：2.5GHz通带带宽：200MHz（2.4~2.6GHz）输入输出的阻抗：50Ω插入损耗：小于2dB阻带衰减：在距离中心频率300MHz处的衰减大于50dB相对带宽：8％（表示信号带宽为0.2GHz）带内输入输出端口反射系数：小于-15dB2.滤波器选用与微带线的计算0.5dB切比雪夫滤波器，5阶。

基于ads的平行耦合微带线带通滤波器的设计及优化

基于ads的平行耦合微带线带通滤波器的设计及优化平行耦合微带线带通滤波器是一种常用的微波滤波器。

它由多个耦合微带线和微带线构成，具有较好的带通特性和较小的插入损耗。

设计和优化这种滤波器通常采用ADS软件，下面分为两个部分进行详细解释。

1.设计部分（1）确定滤波器参数首先需要确定滤波器的工作频率范围、中心频率、通带和阻带带宽等参数。

这些参数可以根据具体应用需求进行确定。

（2）选择线路结构根据确定的滤波器参数，选择合适的线路结构。

常用的线路结构有串联、平行、串平联和并联等，平行耦合结构是实现带通滤波器较为常用的一种。

（3）确定线路尺寸确定线路结构后，需要根据工作频率、介质常数和板厚等参数，计算出每条线路的宽度和长度。

这里需要考虑线路的带宽和损耗等因素，通常采用求解电磁场分布的方法进行计算。

（4）设计耦合结构在平行耦合结构中，需要设计合适的耦合结构来实现合适的耦合强度。

常用的耦合结构有传输线耦合、缝隙耦合、开放环耦合等。

（5）确定滤波器连接方式根据线路结构和耦合结构的设计，确定滤波器的连接方式和序列。

这里需要考虑滤波器的带宽和衰减等因素。

2.优化部分滤波器的优化常常包括两个方面：性能优化和制造优化。

（1）性能优化针对滤波器的频率响应、损耗和抑制等性能，可以采用ADS软件提供的优化工具进行优化。

这里可以采用基于突变搜索和梯度搜索的不同优化算法，以达到滤波器尽可能优化的目的。

（2）制造优化制造优化主要是针对滤波器的制造工艺和工艺容差进行优化，以达到成本和生产效率方面的优化。

通常还需要考虑滤波器的布局、线宽度和间距等制造要素。

在整个设计和优化的过程中，需要进行仿真和测试，以验证滤波器的性能和有效性。

同时，需要充分考虑不同要素的交互影响和优化目标的平衡。

基于ADS仿真设计的微带带通滤波器

基于ADS仿真设计的微带带通滤波器引言在射频通信系统中，无论是发射机还是接收机，都需要选择特定频率的信号进行处理，滤除其他频率的干扰信号，这就需要使用滤波电路来分离有用信号和干扰信号。

因此，高性能的滤波器对设计一个好的射频通信系统具有重要意义。

微带电路由于体积小、重量轻、频带宽、易于与射频电路匹配等优点，近年来在滤波电路中得到了广泛的应用。

本文借助ADs2005a(AdvancedDesignsystem)仿真软件，设计出了一种边缘耦合的平行耦合线带通滤波器。

基本原理边缘耦合的平行耦合线由两条相互平行且靠近的微带线构成。

根据传输线理论，每条单独的微带线都等价为小段串联电感和小段并联电容，平行耦合线还需要考虑组合电容和电感。

每条微带线的特征阻抗为z0相互耦台的部分长度为L，微带线的宽度为w，微带之间的距离为s，偶模特征阻抗为乙，奇模特征阻抗为z0。

使用单个单元电路不能获得良好的频率特性，可以采用如图1所示的对称级联的方法获得良好的频率特性。

级联微带带通滤波电路的主要设计步骤如下：1 确定滤波器的参数：根据要一般来说，理论值的仿真结果和实际结果都有很大出入，需要进行优化。

可以使用Tune工具进行优化，或者采用Optim 工具。

观察最终的优化结果，直到达到设计要求。

设计过程设计要求中心频率为5GHz，带宽为8％，通带内的纹波为3dB，要求在5.3GHz处具有不小于30dB的衰减。

微带电路板参数如下：厚度1.27mm，介质相对介电常数为Er=9.8，相对磁导率为Mur=1，金属电导率Cond=(S/m)，金属层厚度T=0.03mm,损耗正切角TanD=0，表面粗糙度Rough=0mm。

计算参数1．1.5.3GHz的归一化频率为Ω=1.476。

根据要求选择滤波器原型为3dB等纹波切比雪夫低通滤波电路，在Ω=1.476处，具有大于30dB的衰减，查表可知至少需要选择5阶滤波电路，本文即选择5阶滤波电路。

对应的归一化参数为：g0=1.0，g1=g5=3.4817，g2=g4=0.7618，g3=4.538，g6=10 2．通过计算可得奇模和偶模阻抗，如表1所示(单位Ω)。

基于ADS的微带滤波器设计

1.绪论 (1)1.1 微带滤波器简介 (1)1.2微带滤波器的主要参数 (2)2. ADS (3)2.1 ADS简介 (3)2.2 ADS的仿真功能 (4)3. 基于ADS的微带滤波器设计 (4)3.1微带滤波器的设计要求 (4)3.2 滤波器的仿真设计 (5)3.3 Richards转换 (10)3.4 分布元件仿真 (13)3.5 制版图 (15)4心得体会 (16)参考文献 (18)1.绪论我们利用微波滤波器只让频率正确的的信号通过阻碍频率不同的信号的特性来区分信号。

滤波器的性能对微波电路系统的性能指标有很大的影响，因此设计微波电路系统时设计出具有高性能的滤波器很重要。

微带电路在微波电路系统应用广泛路。

具有个体，质量轻、频带分布宽等特点，其中用微带做滤波器是其主要应用之一，微带滤波器当中最基本的滤波器是微带低通滤波器，而别的滤波器可以通过低通滤波器为原型转化过来。

其中最大平坦滤波器和切比雪夫滤波器是两种常用的低通滤波器的原型。

因此本节将重点研究如何设计并优化微带滤波器1.1 微带滤波器简介滤波器是一个的二端口网络，对频率适合的信号进行传输，对频率不匹配的信号进行发射衰减，从而实现信号频谱过滤。

典型的频率响应包括低通、高通、带通、带阻衰减。

如图1-1所示.还可以从不同角度对滤波器进行分类：(1)按功能分，低通滤波器，高通滤波器，带通滤波器，带阻滤波器，可调滤波器。

(2)按用的元件分，集总参数滤波器，分布参数滤波器，无源滤波器，有源滤波器，晶体滤波器，声表面波滤波器，等。

1.2微带滤波器的主要参数（1）中心频率：一般取f0=（f1+f2）/2，f1、f2为带通或带阻滤波器左、右相对下降1dB或3dB边频点。

窄带滤波器常以插损最小点为中心频率计算通带带宽。

（2）截止频率：指低通滤波器的通带右边频点及高通滤波器的通带左边频点。

通常以1dB或3dB相对损耗点来标准定义。

（3）通带带宽：指需要通过的频谱宽度，BWxdB=（f2-f1）。

ADS仿真-微带滤波器的设计

ADS仿真：微带滤波器的设计关键字：ADS 仿真滤波器微波滤波器是用来分离不同频率微波信号的一种器件。

它的主要作用是抑制不需要的信号, 使其不能通过滤波器, 只让需要的信号通过。

在微波电路系统中，滤波器的性能对电路的性能指标有很大的影响，因此如何设计出一个具有高性能的滤波器，对设计微波电路系统具有很重要的意义。

微带电路具有体积小，重量轻、频带宽等诸多优点，近年来在微波电路系统应用广泛，其中用微带做滤波器是其主要应用之一，因此本节将重点研究如何设计并优化微带滤波器。

1 微带滤波器的原理微带滤波器当中最基本的滤波器是微带低通滤波器，而其它类型的滤波器可以通过低通滤波器的原型转化过来。

最大平坦滤波器和切比雪夫滤波器是两种常用的低通滤波器的原型。

微带滤波器中最简单的滤波器就是用开路并联短截线或是短路串联短截线来代替集总元器件的电容或是电感来实现滤波的功能。

这类滤波器的带宽较窄，虽然不能满足所有的应用场合，但是由于它设计简单，因此在某些地方还是值得应用的。

2 滤波器的分类最普通的滤波器的分类方法通常可分为低通、高通、带通及带阻四种类型。

图12.1给出了这四种滤波器的特性曲线。

按滤波器的频率响应来划分，常见的有巴特沃斯型、切比雪夫Ⅰ型、切比雪夫Ⅱ型及椭圆型等；按滤波器的构成元件来划分，则可分为有源型及无源型两类；按滤波器的制作方法和材料可分为波导滤波器、同轴线滤波器、带状线滤波器、微带滤波器。

3 微带滤波器的设计指标微带滤波器的设计指标主要包括：1绝对衰减（Absolute attenuation）：阻带中最大衰减（dB）。

2带宽（Bandwidth）：通带的3dB带宽（flow—fhigh）。

3中心频率：fc或f0。

4截止频率。

下降沿3dB点频率。

5每倍频程衰减（dB/Octave）：离开截止频率一个倍频程衰减（dB）。

6微分时延（differential delay）：两特定频率点群时延之差以ns计。

7群时延（Group delay）：任何离散信号经过滤波器的时延（ns）。

一款基于ADS仿真软件设计的L频段叠层微带线滤波器

一款基于ADS仿真软件设计的L频段叠层微带线滤波器针对工程应用中对L频段滤波器的需求和小型化考虑，在设计时采用叠层微带线滤波器是一个不错的选择。

L频段微带线滤波器本身是一种采用分布参数实现的滤波器件，不可控因素较多，为达到较优设计指标可能需要多次试制，这与研发进度会形成冲突。

ADS（Advanced Design System）作为一款仿真类EDA 软件，能够在研发初期对滤波器进行仿真分析，大大提高产品质量和研发效率。

该文针对L频段叠层滤波器进行了论述和ADS仿真，试制品测试结果满足设计要求。

标签：滤波器;L频段;叠层;ADS;EDA设计1 引言滤波器在通信系统中占有非常重要的地位，广泛应用于电台通信、卫星通信、测量测绘、雷达技术以及电子对抗技术等领域。

在射频发信道中经常会用到谐波滤波器类器件对功率放大器输出信号进行选频滤波。

谐波滤波器一般都采用通带插入损耗小，阻带抑制较高的设计思路进行设计，常见的为选用椭圆函数滤波器或采用滤波器级联的方式。

本文涉及的是一种应用在L频段的低通滤波器。

频率较低时低通滤波器是由高品质因数（Q）电感线圈和电容等集中参数器件搭建的，这类器件能够很好满足设计指标要求，但频率上升至L频段及以上时，由于集中参数元件选值较小，其精度不够并且Q值也会急剧下降，造成滤波器通带频率内插入损耗变大并且难以调试，无法满足设计要求。

所以本文涉及的L频段低通滤波器采用微带线方式构建滤波器。

同时为了小型化设计要求，多个微带线滤波器采用了叠层结构以减少器件在印制板贴装时的占板面积。

ADS是美国Agilent公司推出的电路和系统分析软件，可实现包括时域和频域、线性和非线性、模拟和数字、器件级和系统级等多方面仿真，解决了射频电路设计领域困扰设计工程师的大多数问题，是一款强大的射频电路设计与仿真工具软件。

本文将采用ADS（Advanced Design System）辅助设计软件，对这款L 频段微带线滤波器进行仿真分析，旨在提供一种利用ADS仿真软件进行微带线滤波器设计的思路和方法，从而减少设计迭代，提高设计速度。

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基于ADS的微带滤波器设计微波滤波器是用来分离不同频率微波信号的一种器件。

它的主要作用是抑制不需要的信号, 使其不能通过滤波器, 只让需要的信号通过。

1 微带滤波器的原理微带滤波器当中最基本的滤波器是微带低通滤波器，而其它类型的滤波器可以通过低通滤波器的原型转化过来。

最大平坦滤波器和切比雪夫滤波器是两种常用的低通滤波器的原型。

微带滤波器中最简单的滤波器就是用开路并联短截线或是短路串联短截线来代替集总元器件的电容或是电感来实现滤波的功能。

这类滤波器的带宽较窄，虽然不能满足所有的应用场合，但是由于它设计简单，因此在某些地方还是值得应用的。

2 滤波器的分类最普通的滤波器的分类方法通常可分为低通、高通、带通及带阻四种类型。

图12.1给出了这四种滤波器的特性曲线。

3 微带滤波器的设计指标微带滤波器的设计指标主要包括：1绝对衰减（Absolute attenuation）：阻带中最大衰减（dB）。

2带宽（Bandwidth）：通带的3dB带宽（flow—fhigh）。

3中心频率：fc或f0。

4截止频率。

下降沿3dB点频率。

5每倍频程衰减（dB/Octave）：离开截止频率一个倍频程衰减（dB）。

6微分时延（differential delay）：两特定频率点群时延之差以ns计。

7群时延（Group delay）：任何离散信号经过滤波器的时延（ns）。

8插入损耗（insertion loss）：当滤波器与设计要求的负载连接，通带中心衰减，dB 9带内波纹（passband ripple）：在通带内幅度波动，以dB计。

10相移（phase shift）：当信号经过滤波器引起的相移。

11品质因数Q（quality factor）：中心频率与3dB带宽之比。

12反射损耗（Return loss） 13形状系数（shape factor）：定义为。

14止带（stop band或reject band）：对于低通、高通、带通滤波器，指衰减到指定点（如60dB点）的带宽。

工程应用中，一般要求我们重点考虑通带边界频率与通带衰减、阻带边界频率与阻带衰减、通带的输入电压驻波比、通带内相移与群时延、寄生通带。

前两项是描述衰减特性的，是滤波器的主要技术指标，决定了滤波器的性能和种类(高通、低通、带通、带阻等)；输入电压驻波比描述了滤波器的反射损耗的大小；群时延是指网络的相移随频率的变化率，定义为 dU/df ，群时延为常数时，信号通过网络才不会产生相位失真；寄生通带是由于分布参数传输线的周期性频率特性引起的，它是离设计通带一定距离处又出现的通带，设计时要避免阻带内出现寄生通带。

4 微带滤波器的设计本小节设计一个微带低通滤波器，滤波器的指标如下：通带截止频率：3GHz。

通带增益：大于-5dB，主要由滤波器的S21参数确定。

阻带增益：在4.5GHz以上小于-48dB，也主要由滤波器的S21参数确定。

通带反射系数：小于-22dB，由滤波器的S11参数确定。

在进行设计时，我们主要是以滤波器的S参数作为优化目标。

S21(S12)是传输参数，滤波器通带、阻带的位置以及增益、衰减全都表现在S21(S12)随频率变化的曲线上。

S11(S22)参数是输入、输出端口的反射系数，如果反射系数过大，就会导致反射损耗增大，影响系统的前后级匹配，使系统性能下降。

了解了滤波器的设计原理以及设计指标后，下面开始设计微带低通滤波器。

4.1建立工程新建工程，选择【File】→【New Project】，系统出现新建工程对话框。

在name栏中输入工程名：microstrip_filter，并在Project Technology Files栏中选择ADS Standard：Length unit——millimet，默认单位为mm，。

单击OK，完成新建工程，此时原理图设计窗口会自动打开。

4.2原理图和电路参数设计工程文件创立完毕后，下面介绍微带低通滤波器的原理图设计过程。

1）在原理图设计窗口中选择TLines-Microstrip元件面板列表，窗口左侧的工具栏变为。

并选择6个MLIN、5个MLOC、1个MSUB按照图12-4所示的方式连接起来。

2）设置图12-4中的控件MSUB微带线参数 H:基板厚度(0.1 mm) Er:基板相对介电常数(2.16) Mur:磁导率(1) Cond:金属电导率(6.14E+7)Hu:封装高度(1.0e+33 mm)T:金属层厚度(0.001 mm)TanD:损耗角正切(1e-3) Roungh:表面粗糙度(0 mm) 完成设置的MSUB控件。

3）滤波器两端的引出线是50 Ohm的微带线，它的宽度W可由微带线计算工具算出。

选择【Tools】→【LineCalc】→【Start LineCalc】命令。

在打开的窗口中输入的内容。

在Substrate Parameters栏中填入与MSUB相同的微带线参数。

在Component Parameters栏中填入中心频率（本例为3.0GHz）。

Physical栏中的W和L分别表示微带线的宽和长。

Electrical栏中的Z0和E_Eff分别表示微带线的特性阻抗和相位延迟，点击Synthesize和Analyze栏中的和箭头，可以进行W、L与Z0、E_Eff间的相互换算。

本例中Z0为50Ohm，E_Eff为45deg，W为0.31008mm，L为9.18284mm。

另外打开的一个窗口显示当前运算状态以及错误信息，。

4）双击两边的引出线TL1、TL6，分别将其宽与长设为0.31006 mm和1.5 mm。

其余的微带线长度设为9.18284，宽度是滤波器设计和优化的主要参数，因此要用变量代替，便于后面修改和优化。

微带滤波器的结构是对称的，因此设置了W1、W2、W3、W4、W5共5个变量。

双击每个微带线设置参数，W分别设为相应的变量，单位mm。

在设置宽度的5个变量时，为了让它们显示在原理图上，要把Display parameter on schematic的选项勾上。

设置完变量的原理图。

5）由于原理图中的MLIN和MLOC的宽度都是变量，因此需要在原理图中添加一个变量控件。

单击工具栏上的VAR 图标，把变量控件VAR放置在原理图上，双击该图标弹出变量设置窗口，依次添加各微带线的W参数。

在 Name栏中填变量名称，Variable Value栏中填变量的初值，点击Add添加变量，然后单击Tune/Opt/Stat/DOE Setup…按钮设置变量的取值范围，其中的Enabled/Disabled表示该变量是否能被优化，Minimum Value表示可优化的最小值Maximum Value表示可优化的最大值，。

微带滤波器中微带线的变量值及优化范围设置如下。

W1=0.1679 opt{ 0.1 to2 }，表示W1的默认值为0.1679，变化范围为0.1到2。

W2=0.4772 opt{ 0.1 to 2 }，表示W2的默认值为0.4772，变化范围为0.1到2。

W3=0.5124 opt{ 0.1 to 2 }，表示W3的默认值为0.5124，变化范围为0.1到2。

W4=0.1269 opt{ 0.1 to 2 }，表示W4的默认值为0.1269，变化范围为0.1到2。

W5=0.1203 opt{ 0.1 to 2 }，表示W5的默认值为0.1203，变化范围为0.1到2。

这样一个完整的微带低通滤波器的电路就完成了，。

4.3 S参数仿真设置和原理图仿真上面已经详细的阐述了原理图的设计以及电路参数的设置，下面介绍S参数仿真设置和原理图仿真。

在执行仿真之前，先进行S参数仿真设置。

1）S参数仿真设置在原理图设计窗口中选择S参数仿真工具栏，Simulation-S_Param。

选择Term放置在滤波器两边，用来定义端口1和2，并放置两个地，按照图12.12连接好电路。

选择S参数扫描控件放置在原理图中，并设置扫描的频率范围和步长。

双击S参数仿真控制器，参数设置如下。

Start=0 GHz，表示频率扫描的起始频率为0 GHz。

Stop=5 GHz，表示频率扫描的终止频率为5 GHz。

Step=0.01 GHz，表示频率扫描的频率间隔为0.01 GHz。

完成参数设置的S参数仿真控制器。

调整电路原理图和各种控件，最终得到的电路原理图。

这样就完成了微带低通滤波器S参数的仿真设置，下面开始对滤波器进行仿真。

2）原理图仿真单击工具栏上的simulate按钮或是点击simulate→simulate，当仿真结束后，系统会自动弹出一个数据显示窗口，在数据显示窗口中插入一个S21参数的矩形图，再点击maker→New，可在图中加一标记，。

从图中可以看出，S21参数曲线是一个低通滤波器的形状，但是与设计指标的要求还有一定的差距。

以同样的方式插入一个S11参数的矩形图，加上一个Marker点，。

从图中可以看出，S11在通带内基本满足工程设计的要求，但是还有待于进一步改善，使端口的反射系数更小。

通过仿真我们可以看出，滤波器的参数指标还不满足要求，这就需要我们通过优化仿真来使滤波器的参数满足设计的要求，下面就来介绍关于电路优化方面的内容。

4.4优化电路参数由于滤波器的参数并未达到指标要求，因此需要优化电路参数，使之达到设计要求。

优化电路参数的具体步骤如下：1) 在原理图设计窗口中选择优化面板列表optim/stat/Yield/DOE,在列表中选择优化控件optim，双击该控件设置优化方法和优化次数，常用的优化方法有Random(随机)、Gradient(梯度)等。

随机法通常用于大范围搜索，梯度法则用于局部收敛。

设置完成的控件。

Expr是优化目标名称，其中dB(S(2,1))表示以dB为单位的S21参数的值。

SimlnstanceName是仿真控件名称，这里选择SP1Min和Max是优化目标的最小与最大值。