85W反激变压器设计实例

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反激变压器设计实例

AC输入:85-265V输出功率:10瓦 n=0.85查磁芯规格F=60KHZ时宽电压10W选EE19合适, 查得Ae=0.22平方厘米 Bm=0.22T例1:设Dmax=0.5 f=60kDCinmin=85v*1.414-20v=100vIpk=(2*Po)/DCinmin*Dmax=(2*10)/100*0.5=0.4ALP =(DCinmin*Dmax*Ts)/Ipk=[100*0.5*(1/60000)]/0.4=0.00208H=2.08mHNP =(LP*Ipk)/(Ae*Bm)=0.00208*0.4/0.22*0.22=172T例2:Pin=Po/n =10/0.85=11.76WTs=1/60000=16.7uston=Dmax*Ts=0.5*16.7=8.33Np=(DCinmin*ton)/Ae*Bm=100*8.33/0.22*0.22=172TIs=Pin/DCinmin=11.76/100=0.12AIave=(Is*Ts)/ton=0.12*16.7/8.33=0.24AImin=Iave/2=0.24/2=0.12AIpk=3*Imin=0.12*3=0.36ALP=(DCinmin*ton)/Ipk=100*0.00000833/0.36=0.0023H=2.3mH例3:Vf反射电压VmosMOS管耐压设600V留150V裕量DCinmax=ACinmax*1.414-20=265*1.414-20=355VVf=Vmos-DCinmax-150v=600-355-150=95VDCinmin*Dmax=Vf*(1-Dmax)100*Dmax=95*(1-Dmax)Dmax=0.491/2*(Imin+Ipk)*Dmax*DCinmin=(Po/n)Ipk=3*Imin1/2*(Ipk/3+Ipk)*0.49*100=10/0.85Ipk=0.36ALp=(Dmax*DCinmin)/(f*Ipk)=(0.49*100)/(600000*0.36)=0.0023H=2.2mHNP=(LP*Ipk*10000)/(Bm*Ae)=(0.0023mH*0.36A*10000)/0.22*0.22=171T完成! 回复1帖2帖 xcj-wj 营长4262005-06-12 21:48 路过,支持一下! 回复2帖3帖 philips 旅长22192005-06-13 08:37欢迎指正! 回复3帖4帖 philips 旅长 22192005-06-13 08:39第三例的f 输错了!应该是60000.但结果没错!AC 输入:85-265V输出功率:110瓦 n=0.83F=60KHZ例1:设Dmax=0.5 f=60kDCinmin=85v*1.414-20v=100vIpk=(2*Po)/DCinmin*Dmax=(2*110)/100*0.5=4.4A例2:Pin=Po/n =110/0.83=133WTs=1/60000=16.7uston=Dmax*Ts=0.5*16.7=8.33Is=Pin/DCinmin=133/100=1.33AIave=(Is*Ts)/ton=1.33*16.7/8.33=2.66AImin=Iave/2=2.66/2=1.33AIpk=3*Imin=1.33*3=3.99A为什么我算的出来的峰值电流差别那么大,是不是功率越大,误差越大?我看你的10W 误差是0.04A 啊,我的110W 误差是0.4A 啊?这在可接受的范围内吗?回复15帖162帖 hmwdjcat 工兵 4六2009-08-22 12:45因为在反激电源拓扑中应该取n=0.75而不是0.85,所以你们的误差比较大, 回复162帖16帖 peterchen0721旅长21012005-08-21 09:02如果反激式照你的評估方式去做那還有幾個考量點請再查一下資料.1.把171T與2.2mH結合去查鐵心資料看AL值為多少(gap問題).2.利用找到的AL值去對照NIpk值(安匝)是否在曲線內.完成以上兩個工作才能說初步完成變壓器設計.否則你的電特性與磁特性無法確定是否配合的上.以上提供參考.回复16帖17帖philips旅长22192005-08-21 14:03说的也是!变压器是不可完全套公式去设计的!我大多也是靠经验来完成!不过套公式!变压器是绝对可工作的!只是某些细节要求可能达不到!。

八步设计反激式开关电源变压器

八步设计反激式开关电源变压器引言反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。

这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。

同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我设计变压器的方法。

设计变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。

下面我就来算了一个输入85V 到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。

第一步，选定原边感应电压VOR这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。

可能朋友们不理解什么是原边感应电压，为了便于理解，我们从下面图一所示的例子谈起，慢慢的来。

这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，下面分析一下一个工作周期的工作情况，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的电流：I升=VS*Ton/L这三项分别是原边输入电压、开关开通时间和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的电流：Ｉ降=VOR*TOFF/L这三项分别是原边感应电压（即放电电压）、开关管关断时间和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流会回到原来的值，不可能会变，所以，有：VS*TON/L=VOR*TOFF/L即上升了的等于下降了的，懂吗？好懂吧!上式中可以用Ｄ来代替TON，用(１－Ｄ)来代替TOFF。

移项可得：D= VOR/（VOR +VS）此即是最大占空比了。

比如说我设计的这个变压器，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（80+90）=0.47第二步,确定原边电流波形的参数边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示。

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算教学内容

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算1. 确定电源规格..输入电压范围Vin=85—265Vac;.输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;.变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/Ip1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dm ax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90] =0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2 它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4 故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36 由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax. Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7 故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ (1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形:1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p –Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形.令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02 (6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30 取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线. +12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3 取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.。

反激式变压器的设计实例

反激式变压器的设计实例尽管在buck变换器的设计中没有用到反激式变压器，但由于反激式变压器介于电感与变压器之间，为了帮助大家进一步搞清楚这个特殊的磁性元件，在此我们给出反激式变压器的设计，并作为设计范例。

介绍的内容要比直流电感简单一些，但是很多方面是一致的。

说明一下，这里设计的反激式变压器是有隔离的，而非隔离反激式电感的设计除了没有副边以外，其他的几乎相同。

我们的设计要求为：直流输入电压为48V(为了简便起见，假设没有线电压波动)，功率输出为10W，开关频率是250kHz，允许功率损耗0.2W(根据总的损耗，可以知道变换器的效率要求)，因此变换器效率为98％(0.2W／10W=2％)。

效率的大小与磁芯的尺寸有关，变压器体积越小，效率越低。

(隔离、断续模式的)反激式变压器原边设计时只需要用到四个参数：输出功率、开关频率、功耗、输入电压(设计非隔离反激式电感也只需这四个参数)。

这里，我们还没有提到电感量，电感量由很多参数决定，在下面的内容中我们将会介绍它们之间的关系。

我们用UC3845芯片(8脚、中等价格)提供PWM信号，其最大占空比为45％，占空比的大小是根据变换器是工作在连续状态还是断续状态来确定的，稍后的章节中将介绍如何计算占空比，在这个例子中，我们选用断续模式。

我们再增加一项设计要求：就是变压器体积要尽量小，有一定的高度限制。

我们将会看到，变压器的设计与电感的设计不完全相同，变压器通常可以选用多种不同的磁芯来实现相同的电气特性。

在这个例子中，还要根据其他一些要求来选择磁芯，包括尺寸、成本等因素。

1 反激式变压器的主要方程首先，我们做一些基本的准备工作。

正如这一章一开始介绍的理论内容中所说的那样，当反激式变换器原边开关器件导通时，变压器原边绕组的作用相当于一个电感。

电压加在原边电感上，开关导通期间，电流持续上升：这里，DC是占空比，f是开关频率，T=1／f是开关周期，这个方程适用于电流断续模式反激式变压器，原边电流波形如图案5-17所示。

反激变压器设计实例

反激变压器设计实例首先，需要确定输出功率。

假设需要输出功率为50W，根据功率平衡关系可知，输入功率和输出功率之间满足关系：输入功率=输出功率/效率。

假设效率为80%，则输入功率为62.5W。

接下来，需要确定工作频率。

工作频率是根据具体应用场景和电子元器件选择而定。

在一般应用中，常用的工作频率为20kHz-200kHz。

本文选择工作频率为50kHz。

根据输入功率和工作频率，可以确定变压器的整流磁链。

整流磁链的计算公式为：Bac = (2*P)/(f*Ae)，其中Bac为整流磁链，P为输入功率，f为工作频率，Ae为有效磁路面积。

根据公式计算，整流磁链为0.25T。

接下来，需要确定变压器的变比。

变比是根据输入和输出电压之间的关系来确定的。

根据输入电压和输出电压的比值，可以确定变压器的变比。

本文选择输入电压为220V，输出电压为12V，变比为18.33然后，需要确定变压器的初始工作条件。

变压器在初始工作条件下需要满足一些性能指标，包括工作电流、磁通密度、差动感应电势等。

根据这些指标可以确定变压器的铁芯截面积和匝数。

在本文的实例中，输入电压为220V，输出电压为12V，变比为18.33，因此输入电流为0.28A，输出电流为4.34A。

根据输出电流和工作频率可以确定匝数。

根据变压器的铁芯材料和工作磁通密度，可以确定变压器的铁芯截面积。

最后，需要进行变压器的检验和调试。

对于反激变压器的设计，主要检验电路是否稳定、变压器的各项指标是否达标。

可以通过调试和测量来验证设计的正确性。

常见的检验和调试项目包括输出电压稳定性、效率、输入电流波形、输出电流波形等。

以上是一个反激变压器的设计实例。

设计反激变压器需要考虑各种因素，包括输入功率、输出功率、输入和输出电压、工作频率等。

通过合理的设计和调试，可以保证反激变压器的性能指标和稳定性，满足具体的应用要求。

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算

1、确定电源规格、、输入电压范围Vin=85—265Vac;、输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;、变压器的效率ŋ=0、902、工作频率与最大占空比确定、取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0、45、T=1/fosc=10us、Ton(max)=0、45*10=4、5usToff=10-4、5=5、5us、3、计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n)、最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V)、根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n、n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0、45]/[(5+1、0)*0、55]=13、644、变压器初级峰值电流的计算、设+5V输出电流的过流点为120%;+5v与+12v整流二极管的正向压降均为1、0V、+5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1、2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/Ip1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0、90*(1+0、4)*100*0、45]=3、00AIp2=0、4*Ip1=1、20A5、变压器初级电感量的计算、由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4、5/[3、00-1、20]=250uH6、变压器铁芯的选择、根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0、4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0、4*1*100*103*1500Gs*5*0、90]=0、157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0、854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1、48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1、48*0、854=1、264cm4 >0、157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯、7、变压器初级匝数及气隙长度的计算、1)、由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3、00-1、20)/[85、4*0、15] =35、12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3、14*10-7*1*85、4mm2*362/(250、0*10-3mH)=0、556mm 取lg=0、6mm2)、当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3、00A),检查Bmax、Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3、00/[85、4 mm2*36]=0、2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过、8、变压器次级匝数的计算、Ns1(5v)=Np/n=36/13、64=2、64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6、50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129、重新核算占空比Dmax与Dmin、1)、当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc、由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0、4182)、当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1、414=374、7Vdc、Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12、00/[6*12、00+374、7]=0、1610、重新核算变压器初级电流的峰值Ip与有效值Ip(rms)、1)、在输入电压为最低Vin(min)与占空比为Dmax条件下,计算Ip值与K值、设Ip2=k*Ip1、实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0、5*{2*73*10/[0、90*100*4、18]+100*4、18/250、0}=2、78AK=1-100*4、18/[2、78*250]=0、40Ip2=k*Ip1=2、78*0、40=1、11A2)、初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0、418/3*(2、782+1、112+2、78*1、11)] 1/2=1、30A11、次级线圈的峰值电流与有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变、因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之与(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p)、由于多路输出的次级电流波形就是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同、然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值、1)、首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形:1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p –Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0、5*{2*1/[1-0、418]+[12+1]*[1-0、418]*10*362/[72*250]}=5、72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0、582-0、5*13*0、582*10*362/[72*250]=-2、28A <0因此假设不成立、则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形、令+12V整流管导通时间为t’、将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf(7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5、24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5、24=3、817us2)、+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3、817/3*10] 1/2*5、24=1、87A3)、+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1、87*10/1=18、7A12、变压器初级线圈与次级线圈的线径计算、1)、导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1、3A/5A/mm2=0、26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18、7A/5A/mm2=3、74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1、87A/5A/mm2=0、374mm22)、线径及根数的选取、考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍、穿透厚度=66、1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1、=66、1/(100*103)1/2=0、20因此导线的线径不要超过0、40mm、由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6、0mm的挡墙宽度,仅剩下16、0mm的线包宽度、因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满、3)、变压器初级线圈线径:线圈根数=0、26*4/[0、4*0、4*3、14]=0、26/0、1256=2取Φ0、40*2根并绕18圈,分两层串联绕线、4)、变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3、74/0、1256=30取Φ0、40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线、+12V: 线圈根数=0、374/0、1256=3取Φ0、40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线、5)、变压器绕线结构及工艺、。

反激开关电源设计实例[1]

1. 初级允许最大带绝缘线径 d j1
王字形骨架
d j1 =
0.9 ×Acu1 = Np
0.9 × 23.75 = 0.49mm 89
选裸线 0.45mm,带绝缘直径 0.49mm
次级允许最大带绝缘线径 d j2
王字形骨架
d j2 =
0.9 ×Acu2 = Ns
0.9 × 23.75 = 0.577mm 37
上图为骨架尺寸
C1
=
C2
=
5mm,
D
=
18.4 − 2
8.9
=
4.75mm
绕组线径的选取，
知道了圈数和骨架尺寸，可算出在骨架绕线空间一定的圈数能绕下的最大带绝缘的线径，要查表算出裸线直径。
先计算网子形骨架容纳导线面积 Acu
王字形骨架 Acu1 = C1 × D = 5 × 4.75 = 23.75 Acu2 = C2 × D = 5 × 4.75 = 23.75
Np
=
Lp × I p ×104 ΔB × Ae
=
925 × 0.78 0.2 × 40.32
= 89
计算次级匝数 NS
NS
=
(Vout
+ VD )×N
Vf
p
=
(43 +1)× 89
106
= 37
Ns − −次级匝数
V out− − 次级某绕组输出电压（V）
VD − − − 输出整流二极管压降（V）
本例单根导线的直径不大于两倍趋肤深度不需用利兹线。
计算绕组平均匝长
l
cu1=l
cu 2=
0.1⎢⎣⎡(4
×
8.9)
+

5 LED反激式恒流开关电源设计(10)

LED反激式(Flyback)恒流开关电源设计
内容提要
3 1 概述
3 整流滤波电路及输入电容选择 2 3 高频变压器设计与实例 3 3 高频变压器计算软件 4 3 5 3 6 3 7 3 8 恒流反馈电路设计 PFC 变换器设计安规元件：NTC电阻压敏电阻 EMI元件安森美 NCL30051带PFC 半桥谐振离线式LED恒流源
法1实例：反激变压器EXCEL 自动计算表
PIExpertSuiteSetup8.5 ：软件
反激变压器设计法2：基于电流纹波系数设计（如《精通开关电源》）
反激变压器的电流变换关系
反激变压器一次边和二次边的电流不同时出现。根据能量守恒，变压器的电流变换关系成立，即 n=IS/IP(=NP/NS)
基于电流纹波系数设计步骤及实例
步骤6：据截止变比n = VOR/Vo，算副边匝数
步骤7：占空比校正及磁饱和验证
步骤8：计算线径
法2实例
课后作业：自学教材 P96例题
高频变压器材料
磁芯形状特点适用情况
EE,ER,EC 常规铁心,低廉,窗口面积大功率、辅助电源，功率密 ,ETD 大,大功率时易作安规. 度较低的场合 EFD PQ,RM 平面化的EE类铁心应用情况同上，且要求Low Profile，表贴或沉降式结构
（3）恒流反馈电路设计实例(演示)
过压保护： R47= 0-3K，故过载电压VO=2.5V*(R47+R48+R49)/R49=27.5-37.5V。
PF及其原理
功率因数 PF（Power Factor）：定义为有功功率P与视在功率S 之比， PF = P/S。当电源输入正弦电压与正弦电流的相位差为ϕ 时， PF= cos ϕ。 PF越大，电力利用率越高，因此 PF越接近1 越好。无PFC电路开关电源的PF<0.6：整流电路后面有一个大滤波电解电容（容性负载），使输出电压平滑，但使整流器的输入电流严重畸变而变为尖脉冲，产生许多奇次谐波，对电网污染。

反激式LED驱动电源的高频变压器设计实例

反激式LED驱动电源的高频变压器设计实例利用单片开关电源TOP226Y设计一个60W反激式LED驱动电源模块，要求交流输人电压为85~265V，输出为+12V、5A设计步骤如下：（1）计算一次侧电感量L P一次侧电感量计算公式，L P=2P0ηI R f如果电源效率为80%，脉动电流（I R）与峰值电流（I P）的比例系数K RP取0.7。

TOP226Y的开关频率为100kHz，漏极极限电流I LIMIT=2.25A。

取I P=2.25A计算时，I R=K RP*I P=0.7×2.25A=1.58A，可得L P=2P0ηI R f =2×600.8×1.58×1.58×100K=600（mH）若取K RP=1，则可算出L P=296μH。

因此，L P可在296-600μH范围内选取，本例选择中间值L P=450μH。

计算Lp时还有另一个公式L P=(U Imin−U DS(ON))∗D maxI R fU Imin为直流输入电压的最小值；U DS(ON)为功率开关管的导通压降；D max为最大占空比。

通常U DS(ON)仅为几伏，可忽略不计。

假定U Imin=85V×1.2=102V，D max=0.6, I R=1.58A，f=100kHz，代人式中得到L P=102×0.61.58×100K=387（μH)计算出的387μF与本例所选择的Lp=450μH比较接近。

（2）选择磁心。

采用AP法选择磁心已知η =80%，P0=60W, K W=0.35,D=0.5；对于反激式LED驱动电源，B M值应介于0.2-0.3T之间，现取B M=0.25T，K RP=0.7，f=100kHz，AP=A W×A e=0.433(1+η)∗P0ηK W DJB M K RP f ×104=0.433×(1+0.8)×600.8×0.35×0.5×400×0.25×0.7×100K×104=0.48cm4根据AP=0.48cm4，查出与之接近的最小磁心规格为EI28，其AP=0.58cm²。

反激式开关电源变压器设计的详细步骤

反激式开关电源变压器设计的详细步骤85W反激变压器设计的详细步骤1. 确定电源规格.1).输入电压范围Vin=90—265Vac;2).输出电压/负载电流:Vout1=42V/2A, Pout=84W3).转换的效率?=0.80 Pin=84/0.8=105W2. 工作频率，匝比, 最低输入电压和最大占空比确定.Ｖmos*0.8>Vinmax+n(Vo+Vf)600*0.8>373+n(42+1)得n<2.5Vd*0.8>Vinmax/n+Vo400*0.8>373/n+42得n>1.34所以n取1.6最低输入电压Vinmin=√[(Vacmin√2)* (Vacmin√2)-2Pin(T/2-tc)/Cin=(90√2*90√2-2*105*(20/2-3)/0.00015=80V取:工作频率fosc=60KHz,最大占空比Dmax=n(Vo+Vf)/[n(Vo+Vf)+Vinmin]= 1.6(42+1)/[1.6(42+1)+80]=0.45Ton(max)=1/f*Dmax=0.45/60000=7.5us3. 变压器初级峰值电流的计算.Iin-avg=1/3Pin/Vinmin=1/3*105/80=0.4AΔIp1=2Iin-avg/D=2*0.4/0.45=1.78AIpk1=Pout/?/Vinmin*D+ΔIp1=84/0.8/80/0.45=2.79A4. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vinmi n*Ton(max)/ΔIp1=80*0.0000075/1.78=337uH 取Lp=337 uH5.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*1000000/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?],其中: Pt(标称输出功率)= Pout=84WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=4A/mm2;Aw*Ae=84*1000000/[2*0.4*1*60*103*1500Gs*4*0.80]=0.7cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:ER40/45铁氧体磁芯的有效截面积Ae=1.51cm2ER40/45的功率容量乘积为Ap = 3.7cm4 >0.7cm4故选择ER40/45铁氧体磁芯.6.变压器初级匝数1).由Np=Vinmin*T on/[Ae*Bm],得:Np=80*7.5*10n-6/[1.52*10n-4*0.15] =26.31 取 Np =27T7. 变压器次级匝数的计算.Ns1(42v)=Np/n=27/1.6=16.875 取Ns1 = 17TNs2(15v)=(15+1)* Ns1/(42+1)=6.3T 取Ns2 = 7T。

反激变压器设计实例（一）（借鉴材料）

反激变压器设计实例（一）（借鉴材料）反激变压器设计实例（一）目录1.导论 (2)2.磁芯参数和气隙的影响 (2)2.1 AC极化 (3)2.2 AC条件中的气隙影响 (3)2.3 DC条件中的气隙影响 (4)3. 110W反激变压器设计例子 (5)3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (5)3.2 步骤2，选择导通时间 (7)3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (7)3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (8)3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (8)3.6 步骤6，计算副边匝数 (8)3.7 步骤7，计算附加匝数 (9)3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (10)3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (11)3.10 步骤10，计算气隙 (11)3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (12)4 反激变压器饱和及暂态影响 (14)1.导论由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。

没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。

特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。

为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。

2.磁芯参数和气隙的影响图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。

注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。

进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。

这些变化对反激变压器非常有用。

图1.不同情况下磁芯的磁滞回归曲线图2只表示了反激变压器使用的磁滞回环的前四分之一，也表示了磁芯中引入气隙所产生的影响。

反激变压器设计实例(二)

反激变压器设计实例(二)反激变压器设计实例（二）目录反激变压器设计实例（二） (2)导论 (2)一．自跟踪电压抑制. 错误!未定义书签。

2. 反激变换器“缓冲”电路 (8)3. 选择反击变换器功率元件 (10)3.1 输入整流器和电容器 (11)3.2 原边开关晶体管 (11)3.3 副边整流二极管 (12)3.4 输出电容 (13)4. 电路搭接和输出结果 (14)总结 (15)导论前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。

首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用1~2uF/W进行大概估算），这里选取1000uF作为输出电容。

初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A 的输出，通过调节负载和占空比可以达到。

由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57mΩ，最终结果如图1所示。

图1.反激电路主拓扑电压反激到该值，此时二极管导通并保持电压为常数（与得到的能量相比较大）。

在钳位作用结束时，上的电压比开始值稍高。

在周期的维持阶段，由于向放电，上的电压回到他原来的值。

因此多余的反激能量消耗在上。

如果所有的条件保持恒定，减小的值或漏感，钳位电压就会减小。

图3.用于反激变换器原边降低应力的自跟踪集电极电压箝位图4.集电极电压波形，表示电压箝位作用由于反激超调具有有用的功能，因此不希望使钳位电压太低。

在反激作用期间，它提供附加的电压以驱动电流进入副边漏感。

这使变压器副边反激电流更加快速增加，改善了变压器效率并减小了上的损耗。

这对低电压、大电流的输出尤为重要，因为此时漏感相对较大。

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算之欧阳地创编

1. 确定电源规格..输入电压范围Vin=85—265Vac;.输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;.变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=104.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√220=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/[(Vout+Vf)*(1Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13 .644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V.+5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/Ip1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp=Vin(min)*Ton(max)/[Ip1Ip2]=100*4.5/[3.001.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.001.20)/[85.4*0.15]=35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*107*1*85.4mm2*362/(250.0*103mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*106*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时:Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T=Pout'/ŋ (1)K=1[Vin(min)*Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ*Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)*Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18 /250.0}=2.78AK=1100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782 +1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(AmpereTurns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形:1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p –Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1D]+[V02+Vf]*[1D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[10.418]+[12+1]*[10.418]*10* 362/[72*250]}=5.72AIs2b=I01/[1D]1/2*[V01+Vf]*[1D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.5820.5*13*0.582*10*362/ [72*250]=2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形.令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02 (6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]}1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10]1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积=Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积=Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积=Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20 因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.。

牛人整理的反激变压器计算经典及思考

牛人整理的反激变压器计算经典及思考牛人整理的反激变压器计算经典及思考本文结合具体例子，在经典书籍基础上，提供了更简洁明了的反激变压器设计方法。

并对较难理解部分做了详细解释。

一、设计初始条件：输入电压范围：AC 85-265V输出电压和电流见下表：（最大输出功率50W，最大输入功率不大于75W）项目特色：低成本、高交叉调整率。

实现该特色关键在于反激变压器设计。

在开关管开通时，原边电流不断上升，在T on结束时至峰值Ip，这个Ip在开关断开的瞬间，会被传递到副边。

最初传递到副边的电流在副边的分配原则是：大多数会传递到漏感最小的那一路输出。

如果这一路没有用做开关管PWM的反馈控制，它的峰值就会很高。

调试中通过对该路增加副边小电感来控制开关关断期间副边调整率的变化率，从而实现了较高的交叉调整率。

变压器设计参数：设计前先要确定参数：磁芯，预设频率，最大占空比，输入输出参数，预估效率（用于估算输入平均电流），设计中参数初选如下：磁芯采用NICERA FEER-28L(详细选择步骤参见, f＝90kHz，Dmax＝0.45，最小输入电压Vin＝110V，输出折合到5V电流10A，效率η＝75％。

计算变压器，一般选择最低的交流输入电压，最大的输出功率做为工作点，这个是最苛刻的一个点，原因见后面分析A1。

设计步骤：1，根据法拉第定律，计算最低输入电压，最大负载条件的原边乍数：Np＝Vs*Ton/(△Bac*Ae).△Bac=kBs(k=0.6～0.8).在此取k＝0.6，Vs＝110V，ton＝5μS，△Bac＝0.37mT，Ae＝87mm2。

代入得到Np＝28.1，取28。

2, 根据输出输入电压计算副边乍数：Ns:Np＝Vo（1-D）/〔Vp*D〕。

在此，Np=28，Vo=6.3V，D＝0.45，Vp＝110V，代入得：Ns＝1.96。

考虑实际线路中，＋12V线圈接于5V整流管后，为方便调试，实际变压器取了3乍。

反激变压器计算实例

技术要求:输入电压Ｖin:90—２5３Vaｃ输出电压Vo:２7、６V输出电流Io:6A输出功率Pｏ:166W效率η:0、85输入功率Pin:1９5W一、输入滤波电容计算过程:上图为整流后滤波电容上电压波形,在最低输入电压下,假如我们想在滤波电容上得到的电压Ｖdc为１１5V,则从上图能够得到:Vpk=９0*1、4１４=127VＶmｉn=Vdc—(Vpk－Vｄc)＝１0３V将电源模块等效为一个电阻负载的话,相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电,电容电压降低(Vpk-Vmin)V。

Iｄｃ*T3=C＊△V其中:△V=Vｐk-Ｖmin=12７—10３=24V关键部分在T3的计算,T3＝t１+t２,t1为半个波头,时间比较好算,关于50Hz的交流来说,t １=５ｍS,然后就是计算t２,事实上t2也特别好计算,我们明白交流输入电压的公式为Vｘ=Vpksiｎθx,依照已知条件,Vｘ=１03V,Ｖｐk=127Ｖ,能够得到θx=54度,因此t2=5４*1０ｍs／180=3mS, Ｔ3=t1＋t２=８mS。

C=1。

7＊８/２４＝０、57ｍF＝５7０ｕF二、变压器的设计过程变压器的设计分别依照DCＭ、CCＭ、QR两种方式进行计算,事实上QR也是DＣＭ的一种,不同的地方在于ＱR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。

关于变压器磁芯的选择,比较常用的方法就是ＡP法,但经过多次具体设计及依照公司常用型号结合,一般能够直截了当选择磁芯,象这个功率等级的反激,选择PQ35３5的磁芯即可。

磁芯的参数如下:ＡＥ=190ｍm２,AＬ=43０0nH,Bｍax≥0、32T1)ＤCM变压器设计过程:开关频率选择80Ｋ,最大占空比选择0、4８,全范围ＤCM,则在最低输入电压Vdc下,占空比最大,电路工作在BCＭ状态,依照伏秒平衡,能够得到以下公式,Ｖｄｃ*Dmａx=Voｒ*(1-Ｄmaｘ),从而计算反射电压为Voｒ=95Ｖ匝比n=Vor/(Ｖo+Ｖf)=３。

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85W反激变压器设计的详细步骤
1. 确定电源规格.
1).输入电压范围Vin=90—265Vac;
2).输出电压/负载电流:Vout1=42V/2A, Pout=84W
3).转换的效率ŋ=0.80 Pin=84/0.8=105W
2. 工作频率，匝比, 最低输入电压和最大占空比确定.
Ｖmos*0.8>Vinmax+n(Vo+Vf)
600*0.8>373+n(42+1)
得n<2.5
Vd*0.8>Vinmax/n+Vo
400*0.8>373/n+42
得n>1.34
所以n取1.6
最低输入电压
Vinmin=√[(Vacmin√2)* (Vacmin√2)-2Pin(T/2-tc)/Cin
=(90√2*90√2-2*105*(20/2-3)/0.00015=80V
取:工作频率fosc=60KHz,
最大占空比Dmax=n(Vo+Vf)/[n(Vo+Vf)+Vinmin]= 1.6(42+1)/[1.6(42+1)+80]=0.45 Ton(max)=1/f*Dmax=0.45/60000=7.5us
3. 变压器初级峰值电流的计算.
Iin-avg=1/3Pin/Vinmin=1/3*105/80=0.4A
ΔIp1=2Iin-avg/D=2*0.4/0.45=1.78A
Ipk1=Pout/ŋ/Vinmin*D+ΔIp1=84/0.8/80/0.45=2.79A
4. 变压器初级电感量的计算.
由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:
Lp= Vinmin*T on(max)/ΔIp1
=80*0.0000075/1.78
=337uH 取Lp=337 uH
5.变压器铁芯的选择.
根据式子Aw*Ae=Pt*1000000/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(标称输出功率)= Pout=84W
Ko(窗口的铜填充系数)=0.4
Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),
变压器磁通密度Bm=1500 Gs
j(电流密度): j=4A/mm2;
Aw*Ae=84*1000000/[2*0.4*1*60*103*1500Gs*4*0.80]
=0.7cm4
考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:
ER40/45铁氧体磁芯的有效截面积Ae=1.51cm2
ER40/45的功率容量乘积为
Ap = 3.7cm4 >0.7cm4
故选择ER40/45铁氧体磁芯.
6.变压器初级匝数
1).由Np=Vinmin*T on/[Ae*Bm],得:
Np=80*7.5*10n-6/[1.52*10n-4*0.15] =26.31 取 Np =27T
7. 变压器次级匝数的计算.
Ns1(42v)=Np/n=27/1.6=16.875 取Ns1 = 17T
Ns2(15v)=(15+1)* Ns1/(42+1)=6.3T 取Ns2 = 7T。

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