RCD钳位电路分析及参数设计word版本
详解rcd吸收电路原理、设计及作用
详解rcd吸收电路原理、设计及作用
本文主要讲了rcd吸收电路的原理、设计及作用，具体的随小编来看看吧。
一、rcd吸收电路原理
若开关断开，蓄积在寄生电感中能量通过开关的寄生电容充电，开关电压上升。
其电压上升到吸收电容的电压时，吸收二极管导通，开关电压被吸收二极管所嵌位，约为1V左右。
寄生电感中蓄积的能量也对吸收电容充电。
开关接通期间，吸收电容通过电阻放电。
二、rcd吸收电路参数
三、rcd吸收电路设计
1、测量主变压器的初级漏感电感量Lr
这两种钳位电路均是为了吸收漏感的能量以降低主开关管的电压应力，既然是吸收漏感的能量，显然我们要知道变压器的漏感能量有多大。
然而，需要知道漏感能量有多大，需要知道漏感多大，因此第一步我们就要测量变压器的漏感Lr。
2、计算漏感能量E
E=1/2*Lr*Ipk2
3、确定Vcmax或Vtvs
一般我们至少要给MOS电压应力留有10%的裕量，保守情况留有20%的
裕量，尤其是没有软启动切功率相对较大的电源里，这里我们取20%的裕量。
所以就有Vcmax（Vtvs）=80%*Vdsmax-√2*Vinmax。
RCD钳位电路分析及参数设计
RCD钳位电路分析及参数设计RCD (Residual Current Device)钳位电路是一种用于保护人身安全的电气装置。
它可以检测电流泄露，并在泄露电流超过设定值时切断电流供应，以防止电击事故的发生。
本文将对RCD钳位电路的分析及参数设计进行详细介绍。
RCD钳位电路由三个主要组成部分组成：差动变压器、电流互感线圈和电子比例装置。
差动变压器是其关键组件，主要用于检测电流泄露。
它由两个绕组组成，一个绕组由额定电流通过，称为主绕组；另一个绕组则检测差动电流，称为次级绕组。
在正常工作情况下，主绕组的电流与次级绕组的电流一致，若有电流泄露，两个绕组的电流将不再一致，从而触发电子比例装置切断电流。
参数设计是RCD钳位电路设计的重要部分，其主要目标是确定适当的额定电流和动作时间。
额定电流是指RCD钳位电路能够持续工作的最大电流。
一般来说，在家庭用电中，额定电流为30mA或100mA。
较低额定电流可以更有效地防止电击事故的发生，但也会增加虚警的可能性。
因此，在确定额定电流时，需要根据具体情况进行综合考虑。
动作时间是指RCD钳位电路切断电流的时间。
根据不同应用的要求，动作时间可以有所不同。
对于家庭用电来说，一般要求动作时间在0.1秒至0.3秒之间，以确保及时切断电流。
设计RCD钳位电路的参数还需要考虑安装环境的条件。
例如，在湿度较高的环境中，可能会增加电流泄露的风险，因此额定电流可能需要调整为较低的值。
此外，还需要考虑电流泄露的容忍程度。
对于一些特殊应用，如医疗设备，对电流泄露的容忍程度可能较低，需要更高的额定电流和更快的动作时间。
总之，RCD钳位电路是一种重要的电气安全设备，可以有效防止电击事故的发生。
在设计RCD钳位电路的时候，需要根据具体情况确定合适的额定电流和动作时间，并考虑安装环境的条件，以确保其可靠性和有效性。
rcd吸收电路的工作原理及参数计算方法详解
文章题目：深度解析rcd吸收电路的工作原理及参数计算方法一、引言在现代电子电路中，rcd吸收电路是一个非常重要的电路结构，它可以帮助保护电路中的元件免受电压尖峰的影响，起到稳定电路工作状态的作用。
本文将深度解析rcd吸收电路的工作原理及参数计算方法，帮助读者全面理解和掌握这一关键电路结构。
二、rcd吸收电路的工作原理1. rcd吸收电路的基本构成rcd吸收电路由电阻（R）、电容（C）和二极管（D）三个基本元件构成。
在电路中，rcd吸收电路通常连接在电源端和负载端之间，起到消除电压尖峰的作用。
2. rcd吸收电路的工作过程当电路中出现电压尖峰时，电容会瞬间充电或放电，起到缓冲作用，使得电路中的其他元件不受到电压尖峰的冲击。
二极管会将过高的电压尖峰导通，分流至地端，防止其影响电路正常工作。
3. rcd吸收电路的作用rcd吸收电路的主要作用是保护电路中的其他元件不受到电压尖峰的损害，保证电路的稳定工作。
三、rcd吸收电路的参数计算方法1. 电容参数的计算电容的计算是rcd吸收电路设计中的关键一步。
根据电路的工作频率、电压尖峰的幅值等参数，可以使用下式计算电容的数值：C = I *Δt / ΔV，其中C为电容值，I为负载电流，Δt为电压尖峰的持续时间，ΔV为电压尖峰的幅值。
2. 电阻参数的选择电阻的选择需要考虑电路中的功率损耗，以及对电压尖峰的阻尼效果。
一般来说，电阻的阻值应该足够大，以限制电流的流动，同时也不能过大，否则会影响电压尖峰的消除效果。
3. 二极管参数的选取二极管的选择需要考虑其导通能力和反向击穿电压等参数。
一般来说，选择反向击穿电压较大、导通能力较强的二极管能更好地保护电路。
四、个人观点与理解rcd吸收电路作为保护电路的重要组成部分，在实际电路设计中起着至关重要的作用。
合理设计和选取rcd吸收电路的参数，可以有效保护电路中的其他元件，延长其使用寿命，提高整个电路系统的稳定性和可靠性。
在实际工程中，需要根据电路的具体需求和环境条件，综合考虑各个参数的影响，进行科学的参数选择和计算。
反激式变换器中RCD箝位电路的设计分析
反激式变换器中RCD箝位电路的设计分析反激式变换器是一种常见的DC-DC变换器拓扑结构，具有简单、高效的特点。
在反激式变换器的设计中，RCD箝位电路扮演着非常重要的角色。
本文将从设计和分析的角度探讨RCD箝位电路在反激式变换器中的作用、设计原则以及优化方法。
首先，让我们来了解一下RCD箝位电路在反激式变换器中的作用。
反激式变换器的基本原理是利用输入电感储存能量，并通过控制开关管的开关周期实现能量的传递。
箝位电路的作用是限制开关管的电压峰值，以确保开关管能够正常工作，同时减小电压应力和电流应力，提高系统的可靠性和效率。
在设计RCD箝位电路时，首先要确定电容C、电感L和电阻R的合适取值。
理想的RCD箝位电路应该具有良好的限压、保护开关管的功能，同时要保证电路的稳定性和效率。
设计原则之一是要选择合适的电感L。
选择合适的电感值可以在箝位电路中产生合适的电感电流，以保证开关管正常工作。
一般来说，电感的电流应该在稳态工作状态下不超过其可承受的最大电流。
另外，电感值的选择还应考虑反激式变换器的输入电压、输出电压和负载条件，以及电感的尺寸和成本。
设计原则之二是要选择合适的电容C。
电容C的选择要考虑三个方面：限制开关管的电压峰值、储存能量和抑制电压尖峰。
合适的电容值可以限制开关管的电压峰值，以保护开关管不受电压应力过大的影响。
另外，电容的容量也会影响电路的能量储存和输出效率。
较大的电容值可以增加能量储存，但也会增加电路的成本和尺寸。
此外，电容的选择还需要考虑电容的ESR（壳体电阻）和ESL（壳体电感），以提高电路的性能和稳定性。
设计原则之三是要选择合适的电阻R。
电阻R的作用是限制开关管的电流，以保护开关管不受电流应力过大的影响。
合适的电阻值要根据开关管的最大电流和电路的工作条件来确定。
较小的电阻值可以减小电流应力，但也会降低电路的效率和稳定性。
因此，需要在保护开关管的同时兼顾效率和稳定性。
在实际的设计中，可以通过仿真和实验来验证和优化RCD箝位电路的设计。
RCD钳位电路分析及参数设计
4 RCD钳位电路4.1基本原理分析由于变压器漏感的存在，反激变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，使得开关管承受较高的电压应力，甚至可能导致开关管损坏。
因此，为确保反激变换器安全可靠工作，必须引入钳位电路吸收漏感能量。
钳位电路可分为有源和无源钳位电路两类，其中无源钳位电路因不需控制和驱动电路而被广泛应用。
在无源钳位电路中，RCD 钳位电路因结构简单、体积小、成本低而倍受青睐。
RCD钳位电路在吸收漏感能量的时候，同时也会吸收变压器中的一部分储能，所以RCD钳位电路参数的选择，以及能耗到底为多少，想要确定这些情况会变得比较复杂。
对其做详细的分析是非常必要的，因为它关系到开关管上的尖峰电压，从而影响到开关管的选择，进而会影响到EMI，并且，RCD电路设计不当，会对效率造成影响，而过多的能量损耗又会带来温升问题，所以说RCD钳位电路可以说是很重要的部分。
图9图10图11反激变换器RCD 钳位电路的能量转移过程可分成5 阶段，详细分析如下：1）t0-t1阶段。
开关管T1导通，二极管D1、D2因反偏而截止，钳位电容C1通过电阻R1释放能量，电容两端电压UC下降；同时，输入电压Ui加在变压器原边电感LP两端，原边电感电流ip线性上升，其储能随着增加，直到t1时刻，开关管T1关断，ip增加到最大值。
此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(a)所示。
2）t1-t2阶段。
从t1时刻开始，开关管进入关断过程，流过开关管的电流id 开始减小并快速下降到零；同时，此阶段二极管D2仍未导通，而流过变压器原边的电流IP首先给漏源寄生电容Cds恒流充电(因LP很大)，UDS快速上升(寄生电容Cds较小)，变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到Cds；直到t2时刻，UDS 上升到Ui+Uf(Uf为变压器副边向原边的反馈电压)。
此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(b)所示，钳位电容C1继续通过电阻R1释放能量。
宽电压RCD钳位Flyback变换器的参数优化设计
上 储 存 的 能 量 耦 合 至 副 边 进 行 能 量 传 输[5]。 为 了防止 Flyback 变换器的变压器饱和，通常会采 取大气隙，但是会导致漏感增加[6]。漏感上储存 的能量将会与开关管的寄生电容形成寄生振 荡，产生强烈的电磁干扰，这些干扰将影响到变 换 器 本 身 及 其 控 制 电 路 的 正 常 工 作[7]。 通 过 引 入 RCD 缓冲电路，可以减小 Flyback 变换器开关 管在关断时刻的开关应力和开关噪声。如何合 理地设计变换器参数一直是国内外研究的热点 问题。文献[3]和文献[6]通过对能量转移过程的
Abstract: The working principle of RCD clamped Flyback converter and the characteristics of energy transmission process were analyzed. The variation rules of excitation inductance，filter capacitance，absorption resistance and clamp capacitance in wide voltage range were obtained. For distributed generation system，UPS and other special application environments，Flyback power supply is required to operate normally in a wide voltage range，therefore，the worst operating conditions in the whole dynamic range were considered，the design method of each component parameter of RCD clamped Flyback converter was given，the performance of the converter in the full dynamic range could meet the design requirements. Finally，the rationality of parameter design in wide voltage range was verified by simulation and experiment.
反激RCD钳位计算
反激式变换器中RCD箝位电路的设计在反激式变换器中，箝位电路采用RCD形式具有结构简单，成本低廉等优点，本文详细论述了该种电路的设计方法。
Abstract:Theapplication of RCD circuitin converter can realizelow cost and low partscout.How to design that circuit is introduced.Keyword:RCD clamp,Flyback converter一、引言反激式变换器具有低成本，体积小，易于实现多路输出等优点，因此被广泛应用于中小功率(≤100w)的电源中。
但是，由于变压器漏感的存在及其它分布参数的影响，反激式变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，这个尖峰电压严重危胁着开关管的正常工作，必须采取措施对其进行抑制，目前，有很多种方法可以实现这个目的，其中的RCD箝位法以其结构简单，成本低廉的特点而得以广泛应用，但是，由于RCD箝位电路的箝位电压会随着负载的变化而变化，如果参数设计不合理，该电路或者会降低系统的效率，或者会达不到箝位要求而使开关管损坏，本文介绍了反激式变换器中的RCD箝位电路的基本原理，给出了一套较为实用的设计方法。
二、反激式变换器中RCD箝位电路的工作原理图为RCD箝位电路在反激式变换器中的应用。
图中：V clamp:箝位电容两端间的电压V in:输入电压V D:开关管漏极电压L p:初级绕组的电感量L lk:初级绕组的漏感量该图中RCD箝位电路的工作原理是：当开关管导通时，能量存储在Lp和Llk中，当开关管关闭时，Lp中的能量将转移到副边输出,但漏感Llk中的能量将不会传递到副边。
如果没有RCD箝位电路，Llk中的能量将会在开关管关断瞬间转移到开关管的漏源极间电容和电路中的其它杂散电容中，此时开关管的漏极将会承受较高的开关应力。
若加上RCD箝位电路，Llk中的大部分能量将在开关管关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容上，然后这部分能量被箝位电阻Rc消耗。
反激式变换器中RCD箝位电路设计方案工科
反激式变换器中RCD箝位电路设计方案工科反激式变换器是一种常用于电源系统中的降压变换器，它具有结构简单、成本低、效率高等优点，在电源系统中得到了广泛应用。
而RCD箝位电路则是反激式变换器中常用的一种保护电路，能有效地保护开关管和二极管，增加系统的可靠性。
本文将针对反激式变换器中RCD箝位电路的设计方案进行探讨，以期能在实际应用中提供一定的参考价值。
设计目标：设计一个能够满足工业应用需求的反激式变换器RCD箝位电路，其设计目标如下：1.保护开关管和二极管，避免过电压和过电流的损害；2.提高系统的效率；3.控制开关管的开关频率，并实现电压的稳定输出；4.降低系统的谐振噪声。
设计步骤：1.选择合适的开关管和二极管：根据输入电压和输出电流的要求，选择合适的开关管和二极管。
开关管应具有低导通电阻和低开关损耗，二极管应具有低反向恢复电压和低开关损耗。
2.确定电感和电容数值：根据输入电压、输出电压和输出电流的要求，确定合适的电感和电容数值。
电感应具有合适的饱和电流和低直流电阻，电容应具有合适的容值和低ESR。
3.设计RCD箝位电路：RCD箝位电路由一个电阻、一个电容和一个二极管组成。
其作用是在开关管关闭后提供一条反向电流通路，以保护开关管和二极管，并降低谐振噪声。
电容的选择应满足箝位电压的要求，电阻的选择应确保电容在关断期间能够完全放电。
4.控制开关管的开关频率：反激式变换器中的开关管的开关频率对整个系统的稳定性和效率有着很大的影响。
通过合理的控制开关管的开关频率，可以实现电压的稳定输出。
常见的控制方法有固定频率控制、变频控制和自适应控制等。
5.进行电路仿真和实验：根据设计的参数，进行电路的仿真和实验，验证设计的可行性和稳定性。
通过仿真和实验结果的分析，对设计进行进一步的改进和优化。
总结：通过以上设计步骤，可以设计出一个满足工业应用要求的反激式变换器RCD箝位电路。
在实际应用中，还需要根据具体的应用场景和要求来优化设计参数，以进一步提高系统的性能和可靠性。
RCD 钳位电路设计指南说明书
Application Note AN-4147Design Guidelines for RCD Snubber of Flyback ConvertersAbstractThis article presents some design guidelines for the RCD snubber of flyback converters. When the MOSFET turns off,a high-voltage spike occurs on the drain pin because of a res-onance between the leakage inductor (L lk ) of the main trans-former and the output capacitor (C OSS ) of the MOSFET. The excessive voltage on the drain pin may lead to an avalanche breakdown and eventually damage the MOSFET. Therefore,it is necessary to add an additional circuit to clamp the volt-age.IntroductionOne of the most simple topologies is a flyback converter. Itis derived from a buck-boost converter by replacing filter inductors with coupled inductors, such as gapped core trans-formers. When the main switch turns on, the energy is stored in the transformer as a flux form and is transferred to output during the main switch off-time. Since the transformer needs to store energy during the main switch on-time, the core should be gapped. Since flyback converters need very few components, it is a very popular topology for low- and medium-power applications such as battery chargers, adapt-ers, and DVD players.Figure 1 shows a flyback converter operating in continuousconduction mode (CCM) and discontinuous conduction mode (DCM) with several parasitic components, such as pri-mary and secondary leakage inductors, an output capacitor of MOSFET, and a junction capacitor of a secondary diode.Figure 1. Flyback Converter; (a) Configuration with Parasitic Components, (b) CCM Operation, (c) DCM OperationWhen the MOSFET turns off, the primary current (i d)charges C OSS of the MOSFET in a short time. When thevoltage across C OSS (V ds) exceeds the input voltage plusreflected output voltage (V in+nV o), the secondary diodeturns on, so that the voltage across the magnetizing inductor(L m) is clamped to nV o. There is, therefore, a resonancebetween L lk1 and C OSS with high-frequency and high-volt-age surge. This excessive voltage on the MOSFET maycause failure. In the case of the CCM operation, the second-ary diode remains turned on until the MOSFET is gated on.When the MOSFET turns on, a reverse recovery current ofthe secondary diode is added to the primary current, andthere is a large current surge on the primary current at theturn-on instance. Meanwhile, since the secondary currentruns dry before the end of one switching period in the case ofthe DCM operation, there is a resonance between L m andC OSS of the MOSFET.Snubber designThe excessive voltage due to resonance between L lk1 andC OSS should be suppressed to an acceptable level by an addi-tional circuit to protect the main switch. The RCD snubbercircuit and key waveforms are shown in Figures 2 and 3. TheRCD snubber circuit absorbs the current in the leakageinductor by turning on the snubber diode (D sn) when V dsexceeds V in+nV o. It is assumed that the snubber capacitanceis large enough that its voltage does not change during oneswitching period.When the MOSFET turns off and V ds is charged to V in+nV o,the primary current flows to C sn through the snubber diode(D sn). The secondary diode turns on at the same time. There-fore, the voltage across L lk1 is V sn-nV o. The slope of i sn is asfollows:Figure 2. Flyback Converter with RCD SnubberFigure 3. Key Waveforms of t he Flyback Converter withRCD Snubber in DCM Operationwhere i sn is the current that flows into the snubber circuit,V sn is the voltage across the snubber capacitor C sn, n is theturns ratio of the main transformer, and L lk1 is the leakageinductance of the main transformer. The time t s is obtainedby:where i peak is the peak current of the primary current.The snubber capacitor voltage (V sn) should be determined atthe minimum input voltage and full-load condition. Once V snis determined, the power dissipated in the snubber circuit atthe minimum input voltage and full-load condition isobtained by:where f s is the switching frequency of the flyback converter.V sn should be 2~2.5 times of nV o. Very small V sn results in asevere loss in the snubber circuit, as shown in the aboveequation.(1)(2)(3)On the other hand, since the power consumed in the snubber resistor (R sn) is V sn2/R sn, the resistance is obtained by:The snubber resistor with the proper rated power should be chosen based on the power loss. The maximum ripple of the snubber capacitor voltage is obtained as follows:In general, 5~10% ripple is reasonable. Therefore, the snub-ber capacitance is calculated using the above equation. When the converter is designed to operate in CCM, the peak drain current, together with the snubber capacitor voltage, decreases as the input voltage increases. The snubber capaci-tor voltage under maximum input voltage and full-load con-dition is obtained as follows:where f s is the switching frequency of the flyback converter, L lk1 is the primary-side leakage inductance, n is the turns ratio of the transformer, R sn is the snubber resistance, and I peak2 is the primary peak current at the maximum input volt-age and full-load condition. When the converter operates in CCM at the maximum input voltage and full-load condition, the I peak2 is obtained as follows:When the converter operates in DCM at the maximum input voltage and full-load condition, the I peak2 is obtained by: where P in is the input power, L m is the magnetizing induc-tance of the transformer, and V DC max is the rectified maxi-mum input voltage in DC value.Verify that the maximum value of V ds is below 90% and 80% of the rated voltage of the MOSFET (BV dss), at the transient period and steady-state period, respectively. The voltage rating of the snubber diode should be higher than BV dss. Usually an ultra-fast diode with 1A current rating is used for the snubber circuit. ExampleAn adapter using FSDM311 has following specifications: 85V ac to 265V ac input voltage range, 10W output power, 5V output voltage, and 67kHz switching frequency. When the RCD snubber uses a 1nF snubber capacitor and 480kΩ snub-ber resistor, Figure 4 shows several waveforms with 265V ac at the instance of the AC switch turn-on.Figure 4. Start-up Waveforms with 1nF Snubber Capacitor and 480kΩ Snubber ResistorIn Figures 4-7, Channel 1 through 4 stand for the drain volt-age (V ds, 200V/div), the supply voltage (V CC, 5V/div), the feedback voltage (V fb, 1V/div), and the drain current (I d, 0.2A/div), respectively. The maximum voltage stress on the internal SenseFET is around 675V, as shown in Figure 4. The voltage rating of FSDM311 is 650V, according to the datasheet. There are two reasons for the excess of the voltage ratings: the wrong transformer design and/or the wrong snubber design. Figure 5 shows the reason.Figure 5. Steady-State Waveforms with 1nF SnubberCa pacitor and 480kΩ Snubber Resistor(5)(6)(7)(8) (6)也可得此公式For the reliability, the maximum voltage stress at the steadystate should be equal to 80% of the rated voltage (650V * 0.8 = 520V). Figure 5 shows the voltage stress on the internal SenseFET is above 570V with V in = 265V ac at steady state. However, the fact that V in+nV o is around 450V (= 375V + 15 * 5V) implies the turns ratio of the transformer is 15, which is a reasonable value. Therefore, the snubber circuit should be redesigned.Let V sn be twice that of nV o, 150V, and L lk1 and i peak is 150µH and 400mA by measuring, respectively. Obtain the snubber resistance as follows:The power emission from R sn is calculated as follows:Let the maximum ripple of the snubber capacitor voltage be 10% and the snubber capacitance is obtained as follows: The results with 14kΩ (3W) and 10nF are shown in Figures 6 and 7.Figure 6. Start-up Waveforms with 10nF Snubber Capacitor and 14kΩ Snubber ResistorFigure 7. Steady-State Waveforms with 10nF Snubber Capacitor and 14kΩ Snubber ResistorThe voltage stresses on the internal SenseFET are 593V and 524V at the startup and steady state, respectively. These are around 91.2% and 80.6% of the rated voltage of FSDM311, respectively.(9)(10)(11)DISCLAIMERFAIRCHILD SEMICONDUCTOR RESERVES THE RIGHT TO MAKE CHANGES WITHOUT FURTHER NOTICE TO ANY PRODUCTS HEREIN TO IMPROVE RELIABILITY, FUNCTION, OR DESIGN. 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DFPS Application Group / Fairchild Semiconductor Phone +82-32-680-1327Fax +82-32-680-1317****************************.kr。
反激变换器中RCD箝位电路的研究
电工电气 (2011 No.1)作者简介：刘国伟(1986- )，男，硕士研究生，研究方向为电力电子高频磁技术。
反激变换器中RCD箝位电路的研究摘 要：反激变换器原边漏感对半导体器件的影响较大，通过RCD 箝位电路可以降低半导体器件的关断电压尖峰。
分析了RCD 箝位电路在反激变换器中的工作原理，并介绍了RCD 各个参数的设计方法以及RCD 箝位电路的损耗分析，实验验证了RCD 各参数对反激变换器的影响。
关键词：反激变换器；RCD 箝位电路；电压尖峰中图分类号：TP212 文献标识码：A 文章编号：1007-3175(2011)01-0020-04刘国伟，董纪清(福州大学 电气工程与自动化学院，福建 福州 350108)Abstract: As the primary inductance leakage has greater impact on semiconductor apparatus in the fl yback converter, the RCD clamp circuit can reduce breaking voltage peak of semiconductor apparatus. Analysis was made to the working principle of RCD clamp circuit in the fl yback converter. Introduction was made to the design method of RCD each data and loss analysis of RCD clamp circuit. Experi-ment has veri fi ed the impact of RCD each data on the fl yback converter. Key words: fl yback converter; RCD clamp circuit; voltage peakLIU Guo-wei, DONG Ji-qing（College of Electrical Engineering and Automation, Fuzhou University, Fuzhou 350108, China ）Study of RCD Clamp Circuit in Flyback Converter0 引言反激变换器具有高可靠性、电路拓扑简单、成本低、易于实现多路输出等优点，因此广泛应用于中小功率场合，如电源适配器、逆变器的辅助电源、模块电源等。
反激变换器RCD箝位电路设计的教学探析
关键词 ： 反激变换器 ； Ｒ Ｃ Ｄ箝位 电路 ； 能量传输效率
中图分类号 ： Ｔ Ｍ４ ６ ，Ｇ ６ ４ ２ 文献标识码 ： Ａ 文章编号 ： １ ０ ０ ８ － ０ ６ ８ ６（ ２ ０ １ ４ ） ０ ３ － ０ ０ ５ ９ － ０ ３
路如图 ３ （ ｃ ） 所示 。
开关模态４ ［ ｔ ， ｔ ］ ： ￡ 时刻 ， 漏感电流 。 减小到 零， 变压 器激 磁 电感 中储 存 的能量 向负 载释放 ， 等效
电路如 图 ３ （ ｄ ） 所示。
根 据上 述分析 过 程 可 知 ， 漏 感 和箝 位 电路 在反
源发电、 Ｌ Ｅ Ｄ驱动等各类功率系统 中具有非 常广泛 的应用ｕ 引。但 是 ， 现 有教材对反激 变换器 的分 析 普遍 存 在 以下不 足 ： ① 关 于 反 激 变换 器 的工 作 原 理
和分析过于简单 ； ②没有考虑变压器漏感及箝位电
路对反激变压器能量传输过程 的影响 ； ③缺乏对变
Ｒｅ ｓ ｅ ａ ｒ ｃ ｈ ｏ ｎ Ｄｅ ｓ ｉ ｇ ｎ ｏ ｆ ＲＣＤ Ｃｌ ａ ｍｐ ｉ ｎｇ Ｃｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ｆ ｏ ｒ Ｆｌ ｙ ｂａ ｃ ｋ Ｃｏ ｎ ｖ ｅ ｒ ｔ ｅ ｒ
Ｗ Ｕ Ｈ ｏｎ ｇ－ ｆ ｅ ｉ （ Ｃ ｏ ｌ ｌ ｅ ｇ ｅ ｏ ｆＡ ｕ ｔ ｏ ｍ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ Ｅ ｎ ｇ ｉ ｎ ｅ ｅ ｒ ｉ ｎ ｇ ，№ ｎ ｇ Ｕ ｎ ｉ ｖ ｅ ｎ ｉ ￣ｏ ｆＡ ｅ ｒ ｏ ｎ ａ ｕ ｔ ｉ ｃ ｓ ａ ｎ ｄ Ａ ｓ ｔ ｒ ｏ ｎ ａ ｕ ｔ ｉ ｃ ｓ ， № 彬ｎ ｇ ２ １ ０ ０ １ ６ ，Ｃ ｈ ｉ ｎ ａ ）
开关电源RCD电路设计
反激式变换器具有低成本，体积小，易于实现多路输出等优点，因此被广泛应用 于中小功率(≤100w)的电源中。
但是，由于变压器漏感的存在及其它分布参数的影响，反激式变换器在开关管关 断瞬间会产生很大的尖峰电压，这个尖峰电压严重危胁着开关管的正常工作，必 须采取措施对其进行抑制，目前，有很多种方法可以实现这个目的，其中的RCD 箝位法以其结构简单，成本低廉的特点而得以广泛应用，但是，由于RCD箝位电 路的箝位电压会随着负载的变化而变化，如果参数设计不合理，该电路或者会降 低系统的效率，或者会达不到箝位要求而使开关管损坏，本文介绍了反激式变换 器中的RCD箝位电路的基本原理，给出了一套较为实用的设计方法。
Abstract: The application of RCD circuit in converter can realize low cost and low parts cout .How to design that circuit is introduced.
Keyword: RCD clamp, Flyback converter
三、 RCD 箝位电路的设计
在RCD 箝位电路中电阻 Rc和电容Cc的取值都比较大，因此，箝位电容Cc上的电 压在每个开关周期不会有较大的变化，这样，我们可以用一个恒定值 Vclamp来 表示箝位电容两端的电源。在此基础上我们可以按以下几个步骤来设计RCD箝位 电路。
步骤一：确定箝位电压Vclamp
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反激式变换器中RCD箝位电路的设计
上网时间 : 2004年09月03日
RCD钳位电路分析及参数设计
4 RCD钳位电路4.1基本原理分析由于变压器漏感的存在，反激变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，使得开关管承受较高的电压应力，甚至可能导致开关管损坏。
因此，为确保反激变换器安全可靠工作，必须引入钳位电路吸收漏感能量。
钳位电路可分为有源和无源钳位电路两类，其中无源钳位电路因不需控制和驱动电路而被广泛应用。
在无源钳位电路中，RCD 钳位电路因结构简单、体积小、成本低而倍受青睐。
RCD钳位电路在吸收漏感能量的时候，同时也会吸收变压器中的一部分储能，所以RCD钳位电路参数的选择，以及能耗到底为多少，想要确定这些情况会变得比较复杂。
对其做详细的分析是非常必要的，因为它关系到开关管上的尖峰电压，从而影响到开关管的选择，进而会影响到EMI，并且，RCD电路设计不当，会对效率造成影响，而过多的能量损耗又会带来温升问题，所以说RCD钳位电路可以说是很重要的部分。
图9图10图11反激变换器RCD 钳位电路的能量转移过程可分成5 阶段，详细分析如下：1）t0-t1阶段。
开关管T1导通，二极管D1、D2因反偏而截止，钳位电容C1通过电阻R1释放能量，电容两端电压UC下降；同时，输入电压Ui加在变压器原边电感LP两端，原边电感电流ip线性上升，其储能随着增加，直到t1时刻，开关管T1关断，ip增加到最大值。
此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(a)所示。
2）t1-t2阶段。
从t1时刻开始，开关管进入关断过程，流过开关管的电流id 开始减小并快速下降到零；同时，此阶段二极管D2仍未导通，而流过变压器原边的电流IP首先给漏源寄生电容Cds恒流充电(因LP很大)，UDS快速上升(寄生电容Cds较小)，变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到Cds；直到t2时刻，UDS 上升到Ui+Uf(Uf为变压器副边向原边的反馈电压)。
此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(b)所示，钳位电容C1继续通过电阻R1释放能量。
反激钳位电路设计方法RCD的计算
一种有效的反激钳位电路设计方法0 引言单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升／降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。
然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。
由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。
1 漏感抑制变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。
设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。
采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2％左右。
设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。
绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。
初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。
2 RCD钳位电路参数设计2.1 变压器等效模型图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串联。
励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能量不能传递到副边，如果不采取措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起EMI问题，严重时会烧毁器件，为抑制其影响，可在变压器初级并联无源RCD钳位电路，其拓扑如图2所示。
2.2 钳位电路工作原理引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。
要做到这点必须对RC参数进行优化设计，下面分析其工作原理：当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放电。
就是反射电压实验表明，C越大，这儿就越平滑均是将反射电压吸收了部分实验表明R或C值越小就会这样，R太小，放电就快，C太小很快充满，小到一定程度就会这样回到零。
1)若C值较大，C上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到副边，见图3(a)；此句有道理，因为初级电流下降时次级电流开始上升。
钳位电路的详细分析
钳位电路的详细分析
图1典型钳位电路
图2仿真图形
分析：
当图2中的绿线也就是信号源是0V的时候，相当于信号源短路，此时D1开启，电容的右极板快速充电，电压上升为8V，所以图2中的红线显示为8V。
当信号源突然跳变为5V，即绿线升为5V，电容器的左极板跳变为5V，由于电容器两极板电压不能突变，所以右极板上升为13V。
如图2红线上升为了13V。
此时D1截止，电容器右极板的电荷通过电阻R1缓慢释放，为什么是缓慢释放呢？因为RC 电路中R*C是代表时间常数，越大表示释放电荷越慢，不难理解，C大电荷多，R大放电电流小。
于是出现图2中红色线中有个下降坡。
因为RC大，电压下降不明显，还没等释放完毕，绿线又降为0V，下降了5V。
根据电容电压不能突变，右极板也要下降5V，可是此时的右极板已经不是13V，略小于13V，再下降5V，将小于8V，于是出现红色线中有个非常小的低于8V的点。
因为右极板低于8V，所以D1开启，电源V2迅速给电容右极板充电，为什么是迅速呢？因为D1导通，右极板跟V2直接相连，充电电流理论上无限大，所以很快就可以上升到8V。
如此循环往复，分析结束。
注意3点：
1.电容两极板之间电压不能突变。
2.RC时间常数大，充放电缓慢。
3.跟电源直接相连，充放电迅速。
讨论3个问题：
1.如果将电容变大，或变小，波形如何？
2.如果将信号源频率变大，或变小，波形如何？
3.图1是正向钳位电路，负向钳位电路该如何？
留给读者自己思考。
RCD钳位电路分析及参数设计
4 RCD钳位电路4.1基本原理分析由于变压器漏感的存在，反激变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压,使得开关管承受较高的电压应力，甚至可能导致开关管损坏。
因此,为确保反激变换器安全可靠工作,必须引入钳位电路吸收漏感能量。
钳位电路可分为有源和无源钳位电路两类，其中无源钳位电路因不需控制和驱动电路而被广泛应用。
在无源钳位电路中，RCD 钳位电路因结构简单、体积小、成本低而倍受青睐。
RCD钳位电路在吸收漏感能量的时候，同时也会吸收变压器中的一部分储能，所以RCD钳位电路参数的选择，以及能耗到底为多少,想要确定这些情况会变得比较复杂。
对其做详细的分析是非常必要的,因为它关系到开关管上的尖峰电压,从而影响到开关管的选择,进而会影响到EMI,并且,RCD电路设计不当，会对效率造成影响,而过多的能量损耗又会带来温升问题，所以说RCD钳位电路可以说是很重要的部分。
图9图10图11反激变换器RCD 钳位电路的能量转移过程可分成5 阶段，详细分析如下：1）t0—t1阶段。
开关管T1导通，二极管D1、D2因反偏而截止，钳位电容C1通过电阻R1释放能量，电容两端电压UC下降;同时，输入电压Ui加在变压器原边电感LP两端,原边电感电流ip线性上升,其储能随着增加，直到t1时刻，开关管T1关断，ip增加到最大值。
此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(a)所示。
2)t1-t2阶段。
从t1时刻开始，开关管进入关断过程,流过开关管的电流id 开始减小并快速下降到零；同时，此阶段二极管D2仍未导通，而流过变压器原边的电流IP首先给漏源寄生电容Cds恒流充电（因LP很大)，UDS快速上升(寄生电容Cds 较小）,变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到Cds;直到t2时刻,UDS 上升到Ui+Uf（Uf为变压器副边向原边的反馈电压).此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(b）所示，钳位电容C1继续通过电阻R1释放能量。
反激变换器中RCD箝位电路的分析与设计
（ Ｊ ｉ ａ ｎ ｇ ｓ ｕ Ｋ ｅ ｙ Ｌ ａ ｂ ｏ ｒ ａ ｔ ｏ ｒ ｙ ｏ ｆ Ｎ ｅ ｗ Ｅ ｎ ｅ ｒ ｇ ｙ Ｇ ｅ ｎ ｅ ｒ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ａ ｎ ｄ Ｐ ｏ ｗ ｅ ｒ Ｃ ｏ ｎ ｖ ｅ ｒ ｓ ｉ ｏ ｎ ， Ｎ ａ ｎ ｊ ｉ ｎ ｇ Ｕ ｎ ｉ ｖ ｅ ｒ ｓ ｉ ｔ ｙ ｏ ｆ
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4 RCD钳位电路4.1基本原理分析由于变压器漏感的存在，反激变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，使得开关管承受较高的电压应力，甚至可能导致开关管损坏。
因此，为确保反激变换器安全可靠工作，必须引入钳位电路吸收漏感能量。
钳位电路可分为有源和无源钳位电路两类，其中无源钳位电路因不需控制和驱动电路而被广泛应用。
在无源钳位电路中，RCD 钳位电路因结构简单、体积小、成本低而倍受青睐。
RCD钳位电路在吸收漏感能量的时候，同时也会吸收变压器中的一部分储能，所以RCD钳位电路参数的选择，以及能耗到底为多少，想要确定这些情况会变得比较复杂。
对其做详细的分析是非常必要的，因为它关系到开关管上的尖峰电压，从而影响到开关管的选择，进而会影响到EMI，并且，RCD电路设计不当，会对效率造成影响，而过多的能量损耗又会带来温升问题，所以说RCD钳位电路可以说是很重要的部分。
图9图10图11反激变换器RCD 钳位电路的能量转移过程可分成5 阶段，详细分析如下：1）t0-t1阶段。
开关管T1导通，二极管D1、D2因反偏而截止，钳位电容C1通过电阻R1释放能量，电容两端电压UC下降；同时，输入电压Ui加在变压器原边电感LP两端，原边电感电流ip线性上升，其储能随着增加，直到t1时刻，开关管T1关断，ip增加到最大值。
此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(a)所示。
2）t1-t2阶段。
从t1时刻开始，开关管进入关断过程，流过开关管的电流id 开始减小并快速下降到零；同时，此阶段二极管D2仍未导通，而流过变压器原边的电流IP首先给漏源寄生电容Cds恒流充电(因LP很大)，UDS快速上升(寄生电容Cds较小)，变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到Cds；直到t2时刻，UDS 上升到Ui+Uf(Uf为变压器副边向原边的反馈电压)。
此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(b)所示，钳位电容C1继续通过电阻R1释放能量。
3）t2-t3阶段。
t2时刻，UDS上升到Ui+Uf后，D2开始导通，变压器原边的能量耦合到副边，并开始向负载传输能量。
由于变换器为稳压输出，则由变压器副边反馈到原边的电压Uf=n(Uo+UD)(Uo为输出电压，UD为二极管D2导通压降，n为变压器的变比)可等效为一个电压源。
但由于变压器不可避免存在漏感，因此，变压器原边可等效为一电压源Uf和漏感Llk串联，继续向Cds充电。
直到t3时刻，UDS上升到Ui+UCV(UCV的意义如图1(b)所示)，此阶段结束。
此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(c)所示，钳位电容C1依然通过电阻R1释放能量。
由于t1-t3阶段持续时间很短，可以认为该阶段变压器原边峰值电流IP对电容Cds恒流充电。
4）t3-t4阶段。
t3时刻，UDS 上升到Ui+UCV，D1开始导通，等效的反馈电压源Uf与变压器漏感串联开始向钳位电容C1充电，因此漏源电压继续缓慢上升(由于C1的容量通常比Cds大很多)，流过回路的电流开始下降，一直到t4时刻，变压器原边漏感电流ip下降到0，二极管D1关断，开关管漏源电压上升到最大值Ui+UCP(UCP的意义如图1(b)所示)。
此阶段变换器一次侧的能量转移等效电路如图2(d)所示。
5）t4-t5阶段。
t4时刻，二极管D1已关断，但由于开关管漏源寄生电容Cds 的电压UDS=Ui+UCP>Ui，将有一反向电压加在变压器原边两端，因此，Cds与变压器原边励磁电感Ls及其漏感Llk开始谐振，其能量转移等效电路如图2(e)所示。
谐振期间，开关管的漏源电压UDS逐渐下降，储存于Cds中的能量的一部份将转移到副边，另一部分能量返回输入电源，直到t5时刻谐振结束时，漏源电压UDS稳定在Ui+Uf。
由于此阶段二极管D1关断，钳位电容C1通过电阻R1放电，其电压UC 将下降。
结合图1和图2进行分析可知：如果反馈电压大于钳位电容电压，则在整个开关关断期间，回馈电压一直在向RCD钳位电路提供能量，而该能量最终将被电阻R1消耗，因而将产生巨大的损耗。
以上的分析是西安科技大学电气与控制工程学院刘树林教授于2010年发表在点击工程学报上的一篇关于RCD 钳位电路的论文。
他的分析很详细，也很直观，也都是对的。
是我在网络上能找到的最好的关于RCD 钳位电路的分析。
我也参考了PI 与仙童公司给出的设计参考，以及网络上网友归纳的一些观点与计算公式。
但是我必须说，这些参考文献给出的计算方法，没有一个是可以直接应用的，至少在这个使用ssl4101t 的电源方案中，计算值与实际值出入非常大。
4.2元件参数设计计算下面我说下，我参考了各种资料以及自己分析出的一种计算方法。
流入钳位电路的能量在传递到RCD 钳位电路后，所有的文献都说，漏感能量损耗在了电阻R 上，可以这么说，但是如果以这个为依据对钳位电阻的阻值进行计算设计，这样的做法是不对的，因为，这样计算出来的电阻值不能保证，钳位电路上的电压波动在预想的范围内，范围波动的变化会影响到计算时所预计的箝位电压值，导致整个设计完全失败。
所以电阻值的计算只有一个依仗，就是RC 一阶电路的理论，在前面已经介绍了。
这个电阻值的设计在于一个周期所期望的压降，这个压降由RC 缓冲电路的放电速度限定。
而当电阻的阻值并非由功率设定时，那么电阻上的功率只由电阻的上的压降以及其阻值决定。
由上面的分析，设钳位电压最高值为h V ，最低值为l V ，注意这里的最高值和最低值都是电容两端的压降值。
可得以下三个公式：/T l h V V e t -= （4-1）RC t = （4-2）2()/2l h R V V P R += （4-3） 可以肯定的是，电容会将流入钳位电路的能量充分吸收，所以电容值C 通过能量来确定。
则下面有： 221[(382)(382)]2loss h l w C V V =+-+ （4-4） 从能量上考虑，RCD 钳位电路必然要吸收漏感的能量，但是，这个漏感能量在传递到RCD 钳位电路之前，是有损耗的，损耗在于MOS 管的输出电容上，也就是Coss ，因为，漏感能量要先给它充能，使得它两端的电压能达到钳位电路的钳位电压，达到了钳位电压后，二极管才会导通，接着才是漏感能量向钳位电路传递能量，但是在MOS 管输出电容上损耗的能量是非常小的，大概在漏感能量的3%左右，所以可以忽略不计。
还有一点非常重要，漏感电流在流入钳位电路的过程中，反射电压会对其做功，在上面的等效图上，看上去反射点呀是不会对漏感电流做功的，但是实际的情况是，初级漏感并非是在初级电感之后的小尾巴，它存在于初级电感的每一处，所以反射电压是确确实实的加在了漏感身上，那么当漏感激发出电流时，反射电压就会对其做功。
在《开关电源A 到Z 》中，是这么描述这一情况的，并且还给出了相应的公式。
一次绕组与漏感串联，故较短时间内，漏感一直都在试图复位。
变压器一次绕组被迫跟着变化并且连续提供此串联电流，通过齐纳管续流。
虽然可以肯定一次绕组总是试图通过二次侧续流，但一部分能量还是被转入齐纳管钳位电路，直到漏感完全复位。
换句话说，一次电感中有些能量被串联的漏感“迅速拿走”，并连同漏感本身所具有的的能量，一起通过齐纳管电路续流。
（P94）212Z loss k p Z orV w L I V V =创?- （4-5） 其中or V 为反射电压，Z V 为钳位电压从最大到最小的平均值。
到这里，所需要的公式已经全部出现了，但是我还是要推导一下，4-5式是如何来的。
漏感电流从最大值到最小值所需要经过的时间设为t0，漏感电流的函数为()p I t ，则有：()Z or p p kV V I t I t L -=- （4-6） 所以也就可以知道漏感电流降为0的时间：0p kZ or I L t V V =- （4-7）那么反射电压对漏感电流做功为：00()t Z or f or p kV V w V I t dt L -=-ò （4-8） 则：0000()()2t Z or Z or f or p or p k kV V V V w V I t dt V t I t L L --=-=-ò （4-9） 将4-7式带入4-9式有：212or f k p Z or V w L I V V =创?- （4-10） 再加上漏感本身能量，就有：212Z loss k p Z orV w L I V V =创?- （4-11） 从4-11式可以看出，选定的钳位电压值越小，越接近反射电压，那么损耗的功率也就越大，而当选择的钳位电压值越大，损耗的功率也就越小，但是这时候MOS 管两端的电压尖峰也就越高，因为若要二极管关断截止，那么MOS 管D 极的电压值必须要等于钳位电容上的钳位电压最大值。
而在实际使用这个公式去计算的时候，发现了一个问题，那就是，计算的能量值与实际流入RCD 钳位电路的能量值相比，计算值明显大了不少，也就是说，并非所有的损耗能量都进入了钳位电路，很大一部分消耗在别的元件器件上以及寄生参数上，还有一部分回馈给了电网。
在PI 公司给的钳位电路设计参考中，对这一点有所提及。
具体情况如下：PI 公司将不同功率的电源，钳位电路中所消耗的能量进行了划分。
在这个案例中输出功率是大于90w 的，但是实际情况并非PI 所预计的。
下面给出这个案例中，电阻使用100千欧，电容2.2纳法，二极管为ESIJ ，反向恢复速度为35纳秒的超快速二极管的实测钳位电路波形。
图表 12以及相对应的MOS 管两端电压波形：图13以及，使用500ns回复时间的GROMA二极管时钳位电容的波形：图14使用GROMA时，MOS两端电压波形：图15下面再给出，当负载为空载时，钳位电容上的波形：图16如上各图所示，对于2.2納法，100千欧的RC组合，测试的结果是从173v到145v，那么就可以计算其中所蕴含的能量，大概为理论计算的0.7倍，经过多次试验，不同的RC组合验证，这个理论与实际之间的系数大概在0.6到0.7.下面根据系数0.7，设计一个从155V下降到135V的RC组合，利用前面给出的公式，先根据下降的幅度，计算出所需RC值，再通过4-11计算出理论能量值，并计算出大概的实际值，再由公式4-4计算出所需的电容值，再由之前计算的RC值求出电阻值。
得出结果为4.6納法和24千欧。
下面给出使用4.7納法，30千欧的RC组合得出的波形图，电阻适当增加，是对在二级管导通瞬间，瞬间流出钳位电路能量的一种适当补偿。
图17再给出对应的MOS管两端电压：图184.3注意事项4.3.1二极管的选择在这个电源案例里，使用的二极管为GROMA，反向恢复时间为500ns。
二极管在反向恢复完成前，它的正反向都是相当于导通状态的，这在RCD钳位电路里，会造成一种情况，就是充入钳位电路里的能量会迅速的在反向恢复完成前流出来（这时候，可以认为漏感与钳位电容产生了震荡，而且频率非常高，可以计算出来），逸散在电路的寄生参数与其他元件上，也有一部分会返还给电网，提升了效率。