全桥变换器主电路分析
Full-bridge_converter
Full-bridge converter变换器电气0708 郑林锋 07291268一、主电路1、Full-bridge converter变换器结构2、原理分析全桥变换器的主电路如图1所示，其主要工作波形如图2所示。
仅需在全桥电路上增加一个谐振电感L。
或利用变压器漏感，便可通过L1与功率开关管输出电容Ci(i=1，2，3，4)的谐振，在电感储能释放过程中，使Ci上的电压u逐步下降到零，而使功率开关管体内的寄生二极管VDi(i=l，2，3，4)开通，从而使电路中4个开关器件实现零电压开通或零电流关断。
通过改变对角线上开关管驱动信号之间的相位差来改变占空比，以达到控制输出电压的目的。
变压器副边所接整流二极管VD5、VD6实现全波整流。
3、工作波形4、参数计算及器件选择（1）变压器选择为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边变比应尽可能的大一些。
为了在规定的输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压U 选择。
考虑到移相控制方案存在副边占空比丢失的现象，选择副边的最大占空比为0.85，则可计算出副边电压为： sec(max)(max)sec(min)D V V V V LF D o ++=其中，(max)o V 是最高输出电压，即均充电压；V D 是输出整流二极管的通态压降；V LF 是输出滤波电感上的直流压降。
取V V o 49%)21(48(max)≈+⨯=,D V =0.7V ，LF V =1V ，故V V 375.638.017.049sec(min)=++=故变压器原副边变比为：K=89.0375.6356≈=K ，选择变比为0.89。
为适应开关电源轻、小、薄的要求，需要增大其开关频率，但在大功率的情况下，频率越高，功率管开通与截止损耗也会增大。
本电路选用铁基纳米晶合金铁芯，它具有高导磁率，低损耗和优良的温度特性，广泛应用于推挽或桥式高频大功率逆变电源和开关电流中的主变压器铁芯。
第六章 软开关技术(移相全桥ZVS软开关电路分析)
td (lead ) 2CleadVin / I1
在这段时间里，原边电流等于折算到 原边的滤波电 ) / K
4.开关模态3 在 t2 时刻，关断 Q4，原边电流 i p 转 移到 C2和 C4中，一方面抽走 C2上的 电荷，另一方面又给 C4充电。 由于C2 和C4 的存在，Q4的电压是从零 慢慢上升的，因此 Q4是零电压关 断。这段时间里谐振电感 Lr 和C2 及 C4在谐振工作。原边电流 i p 和 C4 的电压分别为： 电容C2 ，
2.开关模态1 在 t 0 时刻关断Q 1，原边电流 i p 从 Q 1中转移到到 C3和 C1 支路中，给
C1充电，同时 C3被放电。 电容 C1 的电压从零开始线性上升
电容 C3 的电压从 Vin开始线性下降 Q 1是零电压关断。
i p (t ) I p (t0 ) I1
vC1 (t )
到 t4 时刻，原边电流从 I p (t3 )下降到 零，二极管 D2和 D3自然关断。 持续时间为： t L I (t ) / V
34 r P 3
Vin i p (t ) I p (t3 ) (t t3 ) Lr
in
6. 开关模态5 在 t 4 时刻，原边电流流经 Q2和 Q3。 由于原边电流仍不足以提供负载 电流，负载电流仍由两个整流管 提供回路，因此原边绕组电压仍 然为零，加在谐振电感两端电压 是电源电压Vin ，原边电流反向线 性增加。
到 t5 时刻，原边电流达到折算到原 I Lf (t5 ) / K 值，该开 边的负载电流 关模态结束。 持续时间为： L I (t ) / K
Vin i p (t ) (t t4 ) Lr
t45
全桥电路原理
全桥电路原理全桥电路是一种常见的电子电路拓扑结构，它通常用于电源逆变器、电机驱动器和其他功率电子设备中。
全桥电路原理的理解对于工程师和电子爱好者来说是非常重要的，因为它可以帮助他们更好地设计和应用电子设备。
在本文中，我们将深入探讨全桥电路的原理，包括其工作原理、优点、应用以及相关的数学模型。
首先，让我们来了解全桥电路的工作原理。
全桥电路由四个功率开关器件组成，通常是MOSFET或者IGBT。
这四个开关器件被连接成一个桥式结构，其中两个开关器件接在一个输出端，另外两个接在另一个输出端。
通过适当地控制这四个开关器件的导通和关断，可以实现对输出端的电压和电流进行精确控制。
这种结构使得全桥电路能够实现双向电流流动，因此在电源逆变器和电机驱动器中得到广泛应用。
全桥电路的优点之一是其输出电压和电流可以实现完全控制，这使得它在变频调速和精密控制领域有着广泛的应用。
此外，全桥电路还具有较高的效率和较小的电磁干扰，这使得它在工业和商业电子设备中备受青睐。
另外，全桥电路还具有较好的可靠性和稳定性，这使得它在各种恶劣环境下都能正常工作。
在实际应用中，全桥电路通常需要配合控制电路来实现对功率开关器件的精确控制。
控制电路通常采用PWM（脉宽调制）技术，通过调节开关器件的导通时间来控制输出电压和电流的大小。
此外，为了保护开关器件和提高系统的可靠性，还需要在全桥电路中加入过流保护、过压保护和温度保护等功能。
在数学建模方面，全桥电路通常可以用一组方程来描述其动态特性。
这些方程包括功率开关器件的导通和关断过程、输出电压和电流的动态响应等。
通过对这些方程进行仿真和分析，可以更好地理解全桥电路的工作原理和特性，为实际应用提供指导。
总的来说，全桥电路是一种非常重要的电子电路拓扑结构，它在电源逆变器、电机驱动器和其他功率电子设备中有着广泛的应用。
通过深入理解全桥电路的原理，我们可以更好地设计和应用电子设备，从而推动电子技术的发展和应用。
LLC串联谐振全桥DCDC变换器的研究 移相全桥和LLC区别
II
独创性声明
本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研 究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集 体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中 以明确方式标明。本人完全意识到，本声明的法律结果由本人承担。
学位论文作者签名： 日期： 年 月 日
保密□ ，在_____年解密后适用本授权书。 本论文属于 不保密□。
（请在以上方框内打“√” ）
学位论文作者签名： 日期： 年 月 日
指导教师签名： 日期： 年 月 日
1 绪论
1.1 电力电子技术的概况
电力电子技术是电工技术的分支之一， 应用电力电子器件和以计算机为代表的控 制技术对电能特别是大的电功率进行处理和变换是电力电子技术的主要内容[1][2]。 在现代工业、交通、国防、生活等领域中，除变比固定的交流变压器以外，大量 需要其他各种类型的电力变换装置和变换系统，将一种频率、电压、波形的电能变换 为另一种频率、电压、波形的电能，使用电设备处于各自理想的最佳工作情况，或满 足用电负载的特殊工作情况要求，以获得最大的技术经济效益。经过变换处理后再供 用户使用的电能占全国总发电量的百分比值的高低， 已成为衡量一个国家技术进步的 主要标志之一。2000年末，美国发电站生产的40%以上的电能都是经变换或处理后再 提供负载使用，预计到21世纪二、三十年代，美国发电站生产的全部电能都将经变换 或处理后再供负载使用。 当今世界环境保护问题日益严重，广泛采用电力电子技术后，可以节省大量的电 力，这就可以节约大量资源和一次能源，从而改善人类的生活环境。此外，如果在电 力系统的适当位置设置电力变换器或电力补偿器，能显著改善电力系统的运行特性。
全桥变换器中钳位二极管工作情况的详细分析
（2-3） （2-4） （2-5）
vC 3 (t ) =
' CDR 1 2 I1 sin ω1 (t − t0 ) + I1 (t − t0 ) − Vin ' ' 2Clead (2Clead + CDR 2 )ω1 2Clead + CDR 2
vC ' (t ) = Vin +
D
(2Clead
1 1 I1 sin ω1 (t − t0 ) − I1 (t − t0 ) ' ' + CDR 2 )ω1 2Clead + CDR 2
Lf
* DR1 * D R2
+
+ v Cf _ rect
* DR1 * DR2
+ v Cf _ rect
CDR2
（2）开关模态 1（超前管开通阶段） 超前管开通阶段）
（g） （h） （i） 图（3）加箝位二极管的全桥变换器 CCM 工作模式下的主要波形
+
CDR2
， ，对应于图 2（b） 。在 t 时刻关断 Q ，原边电流从 Q 中转移到 C 和 C 支路中，给 C 充电，C 放电。由于 C 和 C ，Q 是零电压关断。在此阶段中，C ， C ，L 和 C’ 进行谐振，称该工作状态为全桥变换器的超前管开通阶段。该阶段 的等效电路如图 2（b） ，进一步的等效电路如图 3（b） 。C’ 为 D 的结电容折算 至原边的等效电容： 2 C = ⋅C （2-1） N 2C C i (t ) = i (t ) = I cos ω ( t − t ) + I （2-2） 2C + C 2C + C
M 模式的 模式的工作原理分析
全桥变换器中的吸收电路
全桥变换器是一种常用的电力电子变换器，它可以将输入的直流或交流电源转换为所需的直流电压或电流。
在全桥变换器中，吸收电路起着关键作用，它负责将输出电流吸收到电源系统中，避免对其他电路产生干扰。
本文将介绍全桥变换器中的吸收电路，并对其工作原理、设计要点和常见问题进行分析。
一、吸收电路的工作原理吸收电路的主要作用是限制输出电流的环流，避免其对其他电路产生干扰。
通常，吸收电路由电感器和电阻器组成，通过控制电流的流向和大小来实现这一目的。
当输出电流通过吸收电路时，电感器会吸收部分电流，而电阻器则起到分压作用，限制电流的环流范围。
这样，吸收电路能够有效地将输出电流吸收到电源系统中，确保其他电路不受干扰。
二、吸收电路的设计要点1. 电感器选择：吸收电路中的电感器是关键元件之一，需要选择合适的规格和参数。
电感器的电感量和电阻值会影响电流的流向和大小，因此需要根据输出电流的大小和系统要求选择合适的电感器。
2. 电阻器选择：吸收电路中的电阻器也起着关键作用，需要根据输出电流的大小和系统要求选择合适的规格和参数。
电阻器的阻值和功率应满足系统要求，避免过载和发热等问题。
3. 布局和布线：吸收电路的布局和布线也十分重要。
电感器和电阻器应合理布局，避免相互干扰和短路等问题。
同时，线路应保持简洁、整齐，降低电磁干扰和热损耗。
4. 保护措施：吸收电路应配备过流保护措施，当输出电流过大时能够及时切断电源，避免损坏其他电路和设备。
三、常见问题及解决方案1. 吸收效果不佳：常见原因包括电感器和电阻器的选择不匹配、布局不合理、布线不规范等。
解决方法包括重新选择合适的电感器和电阻器规格和参数、优化布局和布线、加强过流保护措施等。
2. 发热问题：吸收电路中的电阻器会发热，影响电路的正常工作。
解决方法包括选择低阻值的电阻器、增加散热片或使用导热性能更好的材料、优化电路布局以降低热损耗等。
总之，吸收电路是全桥变换器中至关重要的一部分，负责将输出电流吸收到电源系统中，避免对其他电路产生干扰。
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。
如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。
主电路分析这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。
采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。
电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。
图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图其基本工作原理如下：当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。
通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。
由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。
当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、VT4、VD4进行放电，Cb两端电压维持不变，这时流过VT4电流为零，关断VT4即是零电流关断。
全面解析全桥DC-DC变换器的原理及应用
全面解析全桥DC-DC变换器的原理及应用首先，我们先来看一下全桥变换器的工作原理，全桥电路结构如下图所示，
全桥变换器的基本工作原理是直流电压Vin 经过Q1、D1～Q4、D4 组成的全桥开关变换器，在高频变压器初级得到高频交流方波电压，经变压器降压，再全波整流变换成直流方波，最后通过电感L、电容C 组成的滤波器，在R 上得到平直的直流电压。
全桥直流变换器由全桥逆变器、高频变压器和输出整流滤波电路组成，也属于直流-交流-直流变换器。
图1
然后，我们再来了解一下全桥DC-DC 变换器的控制方式，我们都知道，全
桥变换器本质上有三种基本的控制方式，分别是双极性控制、有限双极性控制和移相控制。
下面来简要说明几种控制方式的区别。
我们先来学习一下双极性控制方式，这种控制方式的开关管Q2 和Q3、Q1 和Q4 同时开通和关断，两对开关管以PWM 方式交替开通和关断，其开通时间不超过半个开关周期，即
它们的开通角小于180 度。
当Q1 和Q4 导通时，Q2 和Q3 上的电压为Vin，反之亦然。
当四个开关管全都处在截止状态时，每个开关管所承受的电压为
Vin/2。
由高频变压器的漏感与开关管结电容在开关过程中产生高频振荡所引起的电压尖峰，当其超过输入电压时，钳位二极管Dl～D4 将导通，使开关管两
端的电压被限制在输入电压上。
这种控制方式是过去全桥电路最基本的方式。
各开关管的驱动波形和工作波形如图所示。
图2。
全桥(H桥)DCDC变换电路实验
实验3 全桥（H桥）DC/DC变换电路实验一．实验目的1．掌握开环直流脉宽调速系统的组成、原理及各主要单元部件的工作原理。
2．熟悉直流PWM专用集成电路SG3525的组成、功能与工作原理。
3．熟悉H型PWM变换器的各种控制方式的原理与特点。
二．实验内容1．PWM控制器SG3525性能测试。
2．控制单元测试。
3．H型PWM变换器性能测试。
三．实验系统的组成和工作原理在中小容量的直流传动系统中，采用自关断器件的脉宽调速系统比相控系统具有更多的优越性，因而日益得到广泛应用。
PWM变换器主电路系采用H型结构形式，UPW为脉宽调制器，DLD为逻辑延时环节。
脉宽调制器UPW采用美国硅通用公司（Silicon General）的第二代产品SG3525，这是一种性能优良，功能全、通用性强的单片集成PWM控制器。
由于它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，故获得广泛使用。
四．实验设备及仪器1．MCL系列教学实验台主控制屏。
2．NMCL-22实验箱。
3．直流电动机M03及测速发电机4．双踪示波器、万用表。
五．实验方法采用NMCL—22挂箱1．UPW模块的SG3525性能测试（1）用示波器观察UPW的“1”端的电压波形，记录波形的周期，幅度(最大值、最小值)；（2）调节RP电位器，记录2端输出波形的最大占空比和最小占空比。
2．控制电路的测试——逻辑延时时间的测试将UPW的“2”端与DLD(逻辑延迟环节)的”1”相连接。
用示波器同时观察DLD的“2”端和“3”端。
记录延迟时间t d3．DC/DC带电阻(灯箱)负载。
1）将H桥的U、V、W分别与电源的U、V、W相连。
H桥的1、3相连。
2）将电阻负载（灯箱）以串联的方式接入“6”端和“7”端。
3）确认灯箱的所有灯泡处于断开位置。
3）调整RP电位器，将占空比调整为50%。
合上主电源，将一组串联的灯泡打向通的位置。
观察并记录负载两端的电压波形，并用万用表直流档记录负载电压的数值（参考方向为6->7），同时观察灯泡的亮度。
低压大电流大功率软开关全桥变换器拓扑结构分析
低压大电流大功率软开关全桥变换器拓扑结构分析*杨钰辉 **(南京船舶雷达研究所,江苏南京210003)摘 要:分析研究了低压大电流全桥变换器电路拓扑结构。
分别介绍了功率变压器初级移相控制零电压(ZVS)P WM和移相控制零电压零电流(ZVZCS)P WM软开关全桥变换器主电路拓扑结构,以及功率变压器次级适宜采用的不同电路拓扑形式,并对其优缺点进行了对比分析。
文中简要说明了在变换器输入级加入功率因数校正环节的必要性。
关键词:发射机;变换器;拓扑结构中图分类号:TN830 文献标识码:A 文章编号:1009-0401(2007)04-0047-04 The topol ogical anal ysis of the f u ll bri dge converter based on lo w voltage,h i gh curre nt,h i gh po wer soft s w itchesY ANG Yu hui(N anjing M arine Radar Institute,N anjing210015,China)A bstract:I n th is paper,the topo log ical struct u re o f t h e lo w voltage,h i g h curren,t full bridge(FB) converter is ana l y zed.The m a i n c ircuit topolog ies of the Z VS P WM and ZVZCS P WM based so ft s w itc h i n g,full bridge converters used i n the pri m ary stage of the transfor m er are intr oduced.Besi d es,the d ifferent circu it topolog ical structures of the secondary stage o f the transfor m er are presented w ith the ir advantages and d isadvantages co m pared.The necessity of addi n g a part for pow er factor correction i n the i n put stage of t h e converter is g i v en briefly.K eyw ords:solid state trans m itter;converter;topo l o g i c al structure1 引 言随着固态功率放大技术的发展,固态脉冲雷达发射机所需电源的功率也随之增大。
全桥变换器电路解说
全桥变换器電路解說
1、电路拓扑图
2、电路原理
此电路多用于大功率等级电源中，目前国内许多研究机构都在此电路是做改造，但对于多数的电源生产厂商来说此电路成熟的产品市场占有率很低，自身设计投入开发成本会很高。
此电路我只是见过，以及相应的芯片组，电源成品只看过中兴通讯的ZXD1200（如果没记错的话，好象型号是这）。
反正我没有调试过，希望那个公司或资本家能够投入成本，让我锤炼一下，也好把相应的体会告诉大家。
3、工作特点
a、变压器利用率也比较高，空载能量可以反馈回电网、电源效率高。
b、稳态无静差、动态响应速度足够快、系统稳定、抗高频干扰能力强。
4、变压器计算
步骤与前相同（省去）
★原边绕组匝数：Np=Vinmin×Ton/(ΔB×Ae)
★付边绕组匝数：N2=(Vo+Vd+Io×R)×Ton/(ΔB×Ae)★其它的验证及导线选择参考《单端正激式》
5、输出电感设计
参考《单端正激式》。
全桥变换器原理及设计-PPT
D1 C1
D3 C3
Q1
Q3
C Lf D5 D7
T
A
Lr
Cb
Vin
Cf
B
D2 C2
D4 C4
Q2
Q4
K:1 D6
D8 D
图2、1 PS-FB ZVS-PWM DC/DC变换器原理图
❖ C1~C4开关管外并电容或寄生电容 ❖ Lr串联电感或变压器漏感 ❖ Cb隔直电容,隔直电压一般为电源电压得10%
Vo Rload
Vin/2
A
B
Q1
D1
D1 Q1 C1 Vin/2
A Vin
B
Vin/2
D2
C2
Q2
D1 Q1
D3 Q3
A Vin
B
D2 Q2
D4 Q4
Vin/2
Ts/2
0
Ton
Ts
t
Vo=DVin/4
Vin/2
Ts/2
0
Ton
Ts
t
Vo=DVin/2
D=2Ton/Ts
Vin
Ts/2
0
Ton
Ts
t
Vo=DVin
1 全桥、PS-PWM控制概念之一
ZVS
ZVS
开通
开通
Q2 D1 Q3 D1
Q1
软开 关 开
软
关通 断 通
关
断
Q1
Q4
断
ZVS
ZVS
开通
开通
大家应该也有点累了,稍作休息
大家有疑问得,可以询问与交流
10
工作过程(续)
Q1
Q2
Q1
Q4
Q3
Q4
全桥dcdc变换电路实验报告
全桥dcdc变换电路实验报告【全桥dcdc变换电路实验报告】一、引言在现代无线通信、电动汽车和可再生能源等领域中，电力电子技术发挥着至关重要的作用。
全桥dcdc变换电路作为一种常用的电力电子变换器，具有高效率、高精度和可调性强等优点，广泛应用于直流电压转换、功率变换等场合。
本文通过实验，探索了全桥dcdc变换电路的工作原理、性能特点及参数设计等内容，旨在深入理解该电路的应用及优化。
二、实验设备与实验步骤1. 实验设备本实验中所用的设备主要有直流电源、全桥dcdc变换电路和示波器。
其中，直流电源用于提供直流电压源，全桥dcdc变换电路用于电压的转换，示波器用于观测电路的波形及参数。
2. 实验步骤（1）将直流电源连接到全桥dcdc变换电路的输入端，确保连接正确。
（2）将示波器的探头分别连接到全桥dcdc变换电路的输入端和输出端。
（3）打开直流电源，设定所需要的输入电压，记录下来。
（4）通过示波器观测输入端和输出端的电压波形，记录下来。
（5）改变输入电压，重新观测电压波形，并记录下参数。
三、实验结果及分析1. 实验结果根据实验步骤所记录的数据，我们可以得到输入端和输出端的电压波形。
通过示波器的观测，我们可以发现全桥dcdc变换电路能够实现输入电压到输出电压的转换，通过控制开关管的开关方式，变换电路可以实现降压、升压或反向输出等功能。
2. 分析全桥dcdc变换电路实现了输入电压到输出电压的转换，其基本原理是通过控制开关管的导通与截止，实现对电流和电压的控制。
在全桥dcdc变换电路中，由于开关管的导通与截止会形成脉冲电流和电压，所以在电流和电压的转换过程中，会出现一些谐波干扰。
这些谐波干扰会对电路的正常工作产生一定的影响，所以在设计全桥dcdc变换电路时，我们需要考虑减小谐波干扰，提高电路的稳定性和可靠性。
四、结论通过本次实验，我们对全桥dcdc变换电路的工作原理、性能特点及参数设计有了较为全面的了解。
全桥dcdc变换电路能够实现输入电压到输出电压的转换，并且通过控制开关管的导通与截止，可以实现电压和电流的调整。
SPWM全桥逆变器主功率电路和控制电路设计
SPWM全桥逆变器主功率电路设计一、课程设计目的本课程是自动化专业的学生在掌握所学习的专业基础课和专业课的基础上一次较全面的实践训练，通过完成一个具有较完善功能的设计课程题，达到训练学生综合运用所学知识的能力。
通过本科电力电子技术学习，熟悉无源逆变的概念。
二、任务采用全桥拓扑并用全控器件MOSFET形成主电路拓扑，设计逆变器硬件电路，并能开环工作。
输入：48Vdc, 输出：40Vac/400Hz要求：1.掌握全桥逆变的概念，分析全桥逆变器中每个元件的作用：2分析正弦脉宽调制（SPWM）原理，及硬件电路实现形式；3.应用protel制作SPWM逆变器线路图；4.根据线路图制作硬件，并调试；三．原理图1设计框图逆变电路是指将低电压变为高电压,把直流电变为交流电的电路,它与整流电路相对应,是通用变频器的核心部件之一,有非常重要的作用.它的基本作用是在控制电路的控制下,将中间的直流电路输出的直流电源转换为频率和电压都任意可调的交流电源。
如图所示1 设计的主要原理是，通过逆变电路对输入的直流电源进行逆变，在控制电路的作用下，使之输出想要的正弦信号。
PWM控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术。
即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形(含形状和幅值)。
当采用正弦波作为调制信号来控制输出PWM脉冲的宽度，使其按照正弦波的规律变化，这种脉冲宽度调制控制策略就称为正弦脉冲宽度调制，产生SPWM脉冲，采用最多的载波是等腰三角波；因为等腰三角波上任一点的水平宽度和高度成线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如果在交点时刻对电路中开关器件的通断进行控制，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲。
在调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。
四主电路设计桥式逆变结构：基本的电压源桥式逆变结构，两组功率开关串联跨接于电源，成为一个桥臂，以其串联中点为输出点。
这样的结构不允许串联开关同时导通，按照不同开关的通断组合，桥臂可以将它所跨接的两个不同电位作为输出，合理安排这些不同的桥臂输出电位可能生成有正有负的输出电压，这是桥式逆变电路实现电源极性变换的基本原理。
隔离型双向全桥DCDC变换器研究
隔离型双向全桥DCDC变换器研究一、概述随着现代电力电子技术的飞速发展，双向全桥DCDC变换器在可再生能源系统、电动汽车、储能系统等领域得到了广泛的应用。
隔离型双向全桥DCDC变换器作为一种高效率、高功率密度的电力电子设备，具有结构简单、控制灵活、能量可双向流动等优点，成为了电力电子领域的研究热点。
本文旨在对隔离型双向全桥DCDC变换器进行深入研究，首先介绍了隔离型双向全桥DCDC变换器的工作原理和基本结构，然后分析了其控制策略和调制方法，接着讨论了变换器的效率优化和热管理问题，最后通过仿真和实验验证了所提出方法的有效性和可行性。
通过对隔离型双向全桥DCDC变换器的深入研究，本文旨在为其在实际应用中的设计和优化提供理论指导和参考，进一步推动隔离型双向全桥DCDC变换器在电力电子领域的发展。
1. 研究背景及意义随着全球能源危机和环境问题的日益严重，可再生能源和电动汽车等领域对高效、高功率密度和高可靠性的电源变换器需求日益增长。
隔离型双向全桥DCDC变换器作为一种重要的电力电子设备，具有结构简单、效率高、功率密度大、控制灵活等优点，被广泛应用于可再生能源发电系统、电动汽车、航空航天、数据中心等领域。
隔离型双向全桥DCDC变换器在实际应用中面临着一些挑战，如开关器件的损耗、电磁干扰、电压和电流的应力、热管理等问题。
研究隔离型双向全桥DCDC变换器的工作原理、设计方法、控制策略和性能优化等方面具有重要的理论和实际意义。
本文旨在对隔离型双向全桥DCDC变换器进行深入研究，分析其工作原理和特性，探讨其设计方法和控制策略，并通过仿真和实验验证所提出的方法和策略的有效性和可行性。
研究成果将为隔离型双向全桥DCDC变换器的优化设计和应用提供理论依据和技术支持，促进可再生能源和电动汽车等领域的发展。
2. 国内外研究现状隔离型双向全桥DCDC变换器作为一种高效、可靠的电力电子变换装置，在新能源发电、电动汽车、数据中心等领域具有广泛的应用前景。
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全桥变换器主电路分析王振存2006.041.电源概述本电源，额定电流1000A。
主电路采用全桥拓扑结构，两路并联的供电方式。
主电路原理框图如图1所示。
2. 输入整流滤波电路的设计电源交流输入采用三相三线输入方式，经三相桥式整流器输出脉动直流，经直流母线滤波供给后级功率变换电路。
输入整流电路如图2所示。
图 1对图中元件说明如下：D1-D6：三相整流桥，PE：输入端保护熔断器，PV压敏电阻；R56缓起电阻，C5、C6、C7：共模滤波电容；KA：接触器，C8直流母线滤波电容：为限制刚开始投入时电解电容充电产生的电流浪涌，在输入整流电路增加了缓起电路。
具体工作原理是，电源经外部加电，此时A、C线电压经R56、R55、D1、D2、D5、D6给电容充电，直流母线电压慢慢上升，上升到辅助电源启动电压时，辅助电源工作控制板得电将接触器闭合，将R56、R55短路，缓起动过程结束。
输入滤波电容的选择过程如下：取整流滤波后的直流电压的最大脉动值为低交流峰值电压的10％，按照下面步骤计算电容的容量：● 输入电压的有效值%10380±V 即342V ～418V; ● 输入交流电压峰值：482V ～591V ；● 整流滤波后直流电压的最大脉动值：V V 2.4810482％＝⨯; ● 整流后直流电压的范围：433.8V ～542.8V ； ● 电源总功率按50KW 计算则等效电阻为Ω==76.3500008.4332L R ;● 一般取放电时间常数τ=R L C=(3~5)T/6故最小电容FC μ265076.301.0==；3. 全桥逆变电路工作状况分析3.1 工作模态分析电源由全桥逆变器和输出整流滤波电路构成。
全桥逆变器的主电路如图2所示，由四功率管Q1~Q4及其反并二级管D1~D4,和输出变压器（L LK 为主变压器漏感），吸收电路，隔直电容等组成。
LDR V 图2在一个开关周期中，电流连续的情况下，全桥变换器共有有4种开关模态。
在t0时刻，对应于图3（a ）。
Q1、Q4导通。
电压经Q1、Q4、C3、加到变压器原边。
如不考虑Q1、Q4导通压降，同时认为C3短路，有dtdB AN V in 1=能量通过变压器传输到负载。
DR1导通，次级电流对磁芯起去磁作用，初级电流仅有很小部分用来磁化磁芯。
根据变压器原理，次级在初级的反射电流为22'21i N N i =如果激磁电感L m 为常数，激磁电流线性增长，并等于初级电流与次级电流之差：2121'21i N N i i i t L V i min m -=-==（2）开关模态1在t 1时刻，对应于图3（b ）。
Q 1、Q 4关断。
此时原边电流为最大值，由于变压器漏感L lk 和次级电感的作用，原、副边电流方向不变，从而使D3、D2续流，变压器原边绕组反激，从而使副边绕组感应电势极性反向，DR2导通，流过DR1的电流减小。
当DR1和DR2电流相等时，变压器副边合成磁势为零，于是变压器原边绕组中电流也降为零，此过程结束。
（3）开关模态2在t 2时刻，对应于图3（c ）。
Q 2、Q 3导通。
T r 初级的异名端电压为高电平，T r次级的异名端也力图为高电平。
但由于二极管DR2阴极与正流过一半输出电感电流的二极管DR1的阴极相连，在二极管DR2电流增加到能抵消二极管DR1正向电流之前，二极管DR1仍呈低阻导通状态。
次级的低阻抗使变压器的初级也呈低阻抗。
但由于变压器漏感与初级串联，它阻止初级电流增加，这一过程一直持续到二极管DR1的电流下降到零，在这一过程中Q 2、Q 3维持饱和导通。
二极管DR1在电流降为零后的反向恢复时间内仍呈低阻抗状态。
若反向恢复时间为t r ，则初级电流会产生过冲(lk r in L t V /)这种过冲电流会使开关管脱饱和，造成降级甚至损坏。
另外，输出二极管快恢复时其寄生电容和输出电感谐振，这会引起输出二极管阴极的正弦衰减振荡，即振铃现象，其首半个周期产生的振幅可能超过二极管稳定反压的两倍以上，而使二极管损坏。
（3）开关模态3在t 3时刻，对应于图3（d ）。
Q 2、Q 3关断。
同开关模态1。
（4）开关模态4在t 4时刻，对应于图3（a ）。
Q1、Q4导通。
同开关模态2 3.2 缓冲电路设计 3.2.1缓冲电路分析上面分析时，其实是假设开关管开通、关断都是瞬间完成的，但实际情况开关管关断时刻下降的电流和上升的电压有重叠时间，所以会有较大的关断损耗。
在使用变压器与开关管串联的拓扑中(buck 变换器除外)，由于变压器漏感的影响，在导通瞬间，变压器漏感很大的瞬间阻抗使开关管两端电压迅速下降到零，并减缓了电流的上升率。
因此开关管导通时在电流上升的大部分时间里开关管两端的电压基本为零。
由电流、电压重叠引起的导通损耗可以忽略。
开关管关断时电压和电流的重叠引起的损耗是开关电源损耗的主要部分，即开关管关断时间内的()()dt t V t I ⎰。
缓冲电路主要有以下作用：1. 减小电压和电流过冲；2. 限制dv/和di/dt ；3. 改善开关管工作轨迹；4. 减少开关损耗；5. 减少EMI 。
图3为本电源单个桥臂的换流过程等效电路图，其中Ls 为直流母线布线电感，其值可以按下式进行计算：710432ln 2-∙⎪⎭⎫ ⎝⎛-=d l l L式中，l 为导线长度(m)，d 为导线直径（m ）。
L ‘f 、R ’LD 分别为变压器副边折算到原边等效电感和电阻。
假定续流二极管D1、D3的开通延时为t DON ,开关管Q1向二极管D3换流为例，来分析。
VLD'βLβL图31. 在t1时开关管Q1关断，由于反并二极管D3有开通延时t DON，在输出电感和杂散电感的作用下电流保持不变，11101RItCIuLDONLQ+=2.当t=t DON时反并二极管D3导通，这时开关管Q1上的电压由Ls和、R11、C16谐振电路决定。
开关管上的电压由下式决定:()ζωηα+Φ-Φ--=-tCOSeVVatINQ sin11式中：R11≤ 2 R’LDωa = ωo1- (α/ ωo)2;SLR211=α;161CLS=ω;φ = tan-1⎣⎢⎢⎡⎦⎥⎥⎤(2-x)η4 - ηx2η =C sC b;LDRRX'11=; 22inLSb VILC=;ζ = tan-1(α/ωa)当t = t m时开关管电压达到最大值：V Q1(t) = V max•t m =tan-1(ωa/α)ωa+φ - ξωa≥ 0•V maxV d = 1 + 1 + η-1- x exp(-αt m )SL R 211=α，η =C sC b，LDRR X '11=上式表明开关管上电压最大值由上面这三个量来决定，增大缓冲电容、减小杂散电感有助于减小开关管上的电压尖峰。
3.2.2 缓冲电路参数选择:a. 电容的选取CSPO S S CSPS OS s V I L C V C IL L 222/12/1⨯≥⇒⨯⇒⨯⨯转移到缓冲容的能量的能量漏感式中V SCP 为电容充电峰值电压 b 电阻的选取：22fI L P O S RS ⨯⨯≥3.2.3 进一步分析与建议由于焊机电源功率较大，采用RC 缓冲电路有以下两个问题： 1. 在开关管关断时不如RCD 缓冲网络效果好：2.在开关管开通和关断时均存在电容冲放电，造成缓冲阻功耗大； 图4为缓冲电路的实际电路，图中L S1、L S2为缓冲电阻和电容的体电感和缓冲线路杂散电感, L S 1、L S2将影响缓冲电路的换流过程，而缓冲电阻通常需要接在散热器上，这势必增加杂散电感，改用RCD 缓冲形式将比这好些。
LD'σL 1S L图44. 驱动电路分析 4.1 M57959L 概述M57959L 混合集成电路由三菱公司生产，其最高工作频率为40kHz ，采用双电源供电（+15V 和-10V ），输出电流峰值为A 2±，输入信号电流为16mA ，短路保护状态维持时间2mS,M57959L 的电路方框图如图5所示。
图5M57959L 为防止短路，特设有检测与保护电路。
其工作原理是IGBT 应工作在开关状态，导通时其通态饱和压降较低；在短路故障时，集电极电流迅速上升，使其退饱和，集电极电压随之迅速上升。
、利用这一特点，通过检测通态压降来判断是否发生短路。
、当集－发电压过高，超过设定值时，短路检测电路动作，启动短路保护动作电路，降低门极驱动信号电压。
产生故障信号、驱动外光偶，输出故障信号。
为了使IGBT 可靠关断，抑制管子集电极与发射集之间的关断尖峰电压，以及减弱通过反转电容的dv/dt 的影响，避免管子过压击穿及误导通。
这种驱动器设计时采用了“软关断”技术，检测到短路信号后立即降低栅极输入电压，并关断时给予负向偏压。
保护电路中设有一定时器，若发生短路保护后1-2mS ，输入电平为低电平，保护短路打开控制阀，恢复正常工作。
4.2 外围电路的典型配置M57959L 需要正负电源工作，应用时外围电路的典型配置如图6所示。
图6中为单电源供电时外围电路的配置，V CC 为25V ，负向偏压可用一只稳压管VS 与串联的限流电阻R S 产生，VS 常选用一只10V 稳压管，R S 常选用Ωk 7.2。
M57959L 的1脚和6脚间常接一只30V 的稳压管（VS1），其1脚为IGBT 集电极之间接一快恢复二极管VD1。
其方向恢复时间要求S t rr μ2.0≤图64.3抗干扰电容C的选择若2脚悬空，短路保护检测时间常为Sμ6.2，保护动作非常迅速，但反应态灵敏常常引起误动作。
为此M57959L可以通过调节2-4脚间的电容C来调节保护时间。
图7为室温下，短路检测反应时间与抗干扰电容C之间的关系，对此保护动作时间小于Sμ10，考虑从采样短路信号到实施动作延时，一般选用3300pF图7。