微波技术基础-阻抗匹配跟调谐(1)-1新
微波技术基础7-阻抗匹配

传输线的电路理论—阻抗匹配
常用的匹配方法
g 4 阻抗变换器
臵于特性阻抗不同的均匀传输线之间或 传输系统与负载之间起阻抗匹配作用。
情形 I
情形 II
传输线的电路理论—阻抗匹配
对于该图所示的结构,容易推导要使T处 in 0
0 L 0
g / 4阻抗变 由于无耗传输线的特性阻抗是实数,因此, 换器原则上只用于匹配纯电阻负载,即 L RL,所以
向波源看去:
g Rg jX g
传输线的电路理论—阻抗匹配
根据电路理论,图中 L吸收最大功率的条件为:
L g
即:
RL Rg X L X g
两者的电阻应相等,电抗的数值相等, 而性质相反。
传输线的电路理论—阻抗匹配
匹配下的负载吸收功率情况
RL 1 1 PL Re VL I L Eg 2 Rg )2 ( X L X g )2 2 2 ( RL
sin L 1 ln R 2 L
sin L 1 ln R 2 L
设计指数线匹配器的一般步骤是:
①先根据上式,通过给定的中心频率和带宽要求选定过渡段长度L;
②由两端的阻抗求变换比R,从而得指数线特性阻抗变化规律
0 z 0e
ln R / L z
③根据传输线的类型,按特性阻抗公式算出横截面尺寸的变化规律。
并联单支节匹配器
设计并联单支节匹配器的任务在于确定负载 到参考面的距离d和支节长度L。可采用解析法或 图解法来计算。
传输线的电路理论—阻抗匹配
解析法
该方法计算较为复杂,可根据负载的具体情况,分两类讨论: 第一种情况: YL为纯阻负载,即 YL GL 支节接入位臵: g G 1 d cos 1 L 4 GL 1 支节长度:
第五章_阻抗匹配和调谐

Microwave Technique
0.5 0.2
Microwave Technique
1.2
例题5.1 L节阻抗匹配(重点掌握)
l2 0.353
Microwave Technique
0.147
Microwave Technique
0.353
Analytic Solutions
求d & l
负载阻抗
Z L
1 Y
R jX
L
L
L
离负载d 位置处之阻抗
(R jX ) jZ t
ZZ L
L
0
0 Z j(R jX )t
0
L
Z
1.
z L 0.3 j0.2 LZ
10
1
2.
y Lz
2.3 j1.534
0.3 j0.2
L
作图:绘一同心圆 读数:1800 0.284
3. 同心圆交 1+jx 圆于两点
y ,y 12
读数分別为 0.328 及 0.171
d 0.328 0.284 0.044 1
d (0.5 0.284) 0.171 0.387 2
图(a)
Z R jX
L
L
L
1
Z jX
0
jB 1 (R jX )
L
L
B(XR X Z ) R Z
L
L0
L
0
X(1 BX ) BZ R X
L
0L
微波技术基础-阻抗匹配与调谐(1)-1

——电阻圆
——电抗圆
——阻抗-导纳反演关系
哪个参数(电阻/电抗/反射系数幅度) 不变,即沿着哪个圆旋转
有并联情况时利用导纳较方便
北京邮电大学——《微波技术基础》
21
用集总元件匹配——圆图解法
[例] f=500MHz,用一个L节匹配网络,使ZL=200-j100Ω的 RC串联负载匹配与100 Ω传输线匹配。
归一化的B:b=0.3
+ j1.2 − j0.7
zL
D
D → 沿电阻圆旋转——jX为 纯电抗,附加一个电抗 时,电阻部分保持不变 归一化的X:x=1.2
——旋转距离较短,数值较小的一组解
北京邮电大学——《微波技术基础》
25
用集总元件匹配——圆图解法
¾ Smith圆图解法 jB的导纳
电容 2π fC = b = 0.3
北京邮电大学——《微波技术基础》
7
Smith圆图概述
匹配点
北京邮电大学——《微波技术基础》
8
本章概述
¾阻抗匹配(调谐)的意义
当负载与传输线匹配时(假定信号源已经匹配),可将最 大功率传给负载,并且在馈线上损耗最小。
一些接收机部件(如天线、低噪声放大器等)对阻抗匹配 比较敏感,可以改善这些部件性能,提高系统信噪比。
微波技术基础
北京邮电大学无线电与电磁兼容实验室 刘凯明 副教授
(明光楼718室,62281300) kmliu@ 2011
第5章 阻抗匹配与调谐
§ 5.1 用集总元件匹配(L网络) § 5.2 单短截线调谐 § 5.3 双短截线调谐 § 5.4 四分之一波长变换器 § 5.5 小反射理论 § 5.6 二项式多节匹配变换器 § 5.7 切比雪夫多节匹配变换器 § 5.8 渐变传输线
微波技术基础-阻抗匹配与调谐(1)-2

d
d
Y0
jB2
Y0
jB1
YL
l2
l1
逆时针旋 转后的 1+jx圆
第1步:归一化、定位 z L 第2步:反演关系找 yL 匹配点 第3步:为确定负载与第 一根短截线并联后导纳, 将1+jx圆逆时针旋转 d l zL 第4步:过 yL 的电阻圆与 旋转后的1+jx圆两个交 点,确定了第一根并联短 1+jx圆 截线归一化输入电纳值。 b1 (b′)1 :第一根短截线输入电纳 6 北京邮电大学——《微波技术基础》
逆时针旋 转λ/8
yL b1′ ′ y1
⎧l1 = 0.482λ ⎧b1 = 1.314 ⎨ ⎨ ⎩b1′ = −0.114 ⎩l1′ = 0.146λ
导纳!
导纳!
b2
y2
⎧ y2 =1- j3.38 ⎧b2 = 3.38 ⎨ ⎨ ′ ′ ⎩ y2 =1+ j1.38 ⎩b2 = −1.38
⎧l2 = 0.350λ ⎨ ′ ⎩l2 = 0.204λ
双短截线调谐
[例]设计并联双短截线调谐器
北京邮电大学——《微波技术基础》
14
双短截线调谐
[例]设计并联双短截线调谐器 ——求解d
逆时针旋转3λ/8的1+jx圆
北京邮电大学——《微波技术基础》
15
双短截线调谐
[例]设计并联双短截线调谐器
(电阻圆)
另一组解
北京邮电大学——《微波技术基础》
16
双短截线调谐
1+jb圆
b2
zL
y2
′ b2 (b2 ):第二根短截线输入电纳
第7步:根据电纳值确定短截线长度 7 北京邮电大学——《微波技术基础》
微波技术传输线的阻抗匹配ppt课件

本章小结
1. 微波传输线是一维分布参数电路。传输线可用于 传输微波信号能量及构成各种微波元器件。
2. 传输线方程可由传输线的等效电路导出,它是传
输线理论中的基本方程。
均匀无耗传输线方程:
d
2U( dz 2
z)
2
U(
z)
0
d
2
I( z
)
dz2
2
I(z)
0
其通解为(以终端为坐标原点):
U(z)
(5)阻抗匹配可提高传输线的功率容量(
Pbr
1 2
Ubr Z0
2
K
)。
1
2. 阻抗匹配问题
1). 共轭匹配
目的:使信号源的功率输出最大。
条件:
Zin
Z
* g
( Rin Rg , Xin X g )
满足共轭匹配条件的信号源输出的最大功率为:
2
Pmax
Eg
Rin
2
Zg Zin
2
Eg
4Rg
2
`.
10
2. 支节调配器
支节调配器是在距终端负载的某一处并联或串联短
路或开路支节。有单支节、双支节或多支节匹配器,常
用并联调配支节。 1). 单支节匹配器 并联单支节匹配器是在距
Y~in
d
~ Y~0
Y~2 Y~1 Y~0
Y~L
负载 d 处并联长度为 l 的短路
Y~0
支节,利用调节 d 和 l 来实现
线、带状线等传输
线十分不便,解决
的办法是采用双支
节匹配器。
~l ~l
~l~E lF
0.25 0.25
~ lF B~ F
微波电子学的阻抗匹配

微波电子学的阻抗匹配微波电子学里的一部分,主要用于传输线上,来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的,不会有信号反射回来源点,从而提升能源效益。
大体上,阻抗匹配有两种,一种是透过改变阻抗力(lumped-circuitmatching),另一种则是调整传输线的波长(transmission line matching)。
要匹配一组线路,首先把负载点的阻抗值,除以传输线的特性阻抗值来归一化,然后把数值划在史密夫图表上。
一、改变阻抗力把电容或电感与负载串联起来,即可增加或减少负载的阻抗值,在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。
如果把电容或电感接地,首先图表上的点会以图中心旋转180度,然后才沿电阻圈走动,再沿中心旋转180度。
重覆以上方法直至电阻值变成1,即可直接把阻抗力变为零完成匹配。
二、调整传输线由负载点至来源点加长传输线,在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动,直至走到电阻值为1的圆圈上,即可加电容或电感把阻抗力调整为零,完成匹配阻抗匹配则传输功率大,对于一个电源来讲,单它的内阻等于负载时,输出功率最大,此时阻抗匹配。
最大功率传输定理,如果是高频的话,就是无反射波。
对于普通的宽频放大器,输出阻抗50Ω,功率传输电路中需要考虑阻抗匹配,可是如果信号波长远远大于电缆长度,即缆长可以忽略的话,就无须考虑阻抗匹配了。
阻抗匹配是指在能量传输时,要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等,此时的传输不会产生反射,这表明所有能量都被负载吸收了.反之则在传输中有能量损失。
高速PCB布线时,为了防止信号的反射,要求是线路的阻抗为50欧姆。
这是个大约的数字,一般规定同轴电缆基带50欧姆,频带75欧姆,对绞线则为100欧姆,只是取个整而已,为了匹配方便.阻抗从字面上看就与电阻不一样,其中只有一个阻字是相同的,而另一个抗字呢?简单地说,阻抗就是电阻加电抗,所以才叫阻抗;周延一点地说,阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。
微波阻抗匹配

(b) 并联单支节调配器
Zl d a r c tg 2 Z0 Z lZ 0 l a r c tg ( ) 2 Zl Z0
(1)由负载阻抗 Z l 求出归一化导纳 Y
l
并在导纳圆图上找到与它对应的点P,该点对应的反射系 数的模为 1 (相应的驻波比为 1 )。
单支节匹配的主要缺点是它仅能实现在点频上匹配, 要展宽频带,可采用多支节结构来实现。
•双支节调配器
(1)在导纳圆图,根据双支节匹配器两支节之间距离确定辅 助圆。设本匹配的双支节匹配器两支节之间距离为 d2 / 8 ,那么辅助圆就和 G 1 圆上所对应的点反射系数相角都分 别相差 ( 4 d / / 2 ) r a d如图1-6-9所示。 2
某 天 线 阻 抗 圆 图
某 天 线 阻 抗 圆 图
并联单支节匹配器串联单支节匹配器第一章均匀传输线理论之阻抗匹配微波技术基础a串联单支节调配器已知负载可求得反射系数和驻波比此处为第一波腹点此处输入阻抗应等于特性阻抗第一章均匀传输线理论之阻抗匹配微波技术基础第一章均匀传输线理论之阻抗匹配微波技术基础1由负载阻抗求出归一化导纳并在导纳圆图上找到与它对应的点p该点对应的反射系2由p点开始沿等反射系数圆顺时针方向旋转对应于传输线上的点向波源方向移动与的圆相交于m和n两点它们距终端负载的距离分别为jbjb处并联一个短路支线并调节其长度使其归一化的输入电纳为则在处总的等效的归一化输入导于是传输线得到了匹配
* Zin Z g
Zin=Z0
2. 阻抗匹配的实现方法
隔离器 或 衰减器
阻抗 匹配
负载匹配的方法:从频率上划分有窄带匹配和宽带匹配; 从实现手段上划分有/4阻抗变换器法、支节调配法。
阻抗匹配和调谐共34页

❖第一节 分立元件匹配网络 ❖第二节 微带线匹配网络 ❖第三节 四分之一波长阻抗变换器 ❖第四节 渐变传输线阻抗变换器 ❖第五节 宽带阻抗电路的阻抗变换
1
知识结构
分立元件匹配网络
L形匹配网络 匹配禁区、频率响应及品质因数
T形匹配网络和 形匹配网络
微带线匹配网络 阻
抗
匹
配
四分之一波长阻抗变换器
阻抗之间实现预期的匹配。
ZSZ050时,L形匹配网络的禁区
10
§5.1 分立元件匹配网络
L形匹配网络也可以视为谐振频率为f 0 的谐振电路。因此,
此类网络的性能可以用有载品质因数 Q L 来描述。
QL
f0 BW
节点品质因数Q n 与 Q L 的关系:
QL
Qn 2
zrjx(1 1 r2 r)2 i2i2j(1 2 r )2 i i2
将已知数据代入式(5)和式(6),则可得:
B C 9 .2 m S C B C / 0 .9 7 p F
X L 7 6 .9 L X L / 8 .1 2 n H
(3) (4)
(5)
(6)
9
§5.1 分立元件匹配网络
5.1.2 匹配禁区、频率响应及品质因数 Smith圆图的匹配禁区:网络拓扑无法在任何负载阻抗和源
在上述步骤中,并不是一定要必需从源阻抗点向负载的共 轭复数点移动。事实上,也可以将负载阻抗点变换到源阻抗的 共轭复数点。
5
Hale Waihona Puke 5.1 分立元件匹配网络例题 已知晶体管在1.5GHz频率点的输出阻抗是 ZT(100j50)。
请设计一个如图所示的L形匹配网络,使输入阻抗为
ZA(50j10)的特天线能够得到最大功率。
微波技术1章阻抗匹配.ppt

00..3322 00..3333 00..3344 00..3355 00..3366 00..3377 00..338 0.39 0.40 0.41 0.42 0.43
传输线的阻抗匹配
阻抗匹配器
2、单支节匹配器
单支节匹配器又叫短截线匹配器。它是在主传输线上并联一个分支线(终端 短路线或开路线),使在匹配器所在处向负载看过去的输入导纳正好等于特性 导纳,从而实现了负载阻抗匹配。
双支节匹配器是由固定在主线上的两个彼此 相隔一定距离而自身长度可以调节的短路支节 构成。距离一般取 λ/8, λ/4, 3λ/8。下面取λ/4讨 论其匹配原理
A
BL
Zc
Zl
A
B
l2
l1
Double Stub Matching
0.01 0.02 0W.0a3ve0l.0e4n0g.t05hs0.0t6ow
单支节匹配器的匹配原理:非匹配负载产生 反射,沿传输线移动的导纳如右图所示。一 般情况下等|Γ|圆与G=1的等G圆总有交
.48
.47
.45.46 .04Fra bibliotek.03
.02
.49 .01
.00 .01 .02
.00 .49 .48
.03 .04
0
.47 .46
.05
.44 .05
.45 .06
点S与T,其读数为1±jB。若于ST点在
-0.2
10
1
2 3 4 5 10
double stub matching
A
λ/8 B L
Zc
1±jB
ZL
Y2 A
B
L 2
L
Y2 =+jB
1
微波工程-第5章阻抗匹配和调谐

微波工程基础 第五章 阻抗匹配和调谐
阻抗匹配的基本思想
——传输线理论的典型应用
微波工程基础
匹配网络
负载
第五章
阻抗匹配和调谐
* 理想的匹配网络是无耗的。 * 最常见的匹配网络是将负载变换成传输线的特征阻抗——行波匹配 * 除了行波匹配外,常用的还有共轭匹配,最佳噪声匹配…… * 只要负载阻抗的实部不为零,就能找到各种各样匹配网络。
t tan l
1 t G Y
2
L 0
2 2 GL t
t
B2
Y0
1 t G Y
2
L 0
2 2 GL t G LY0
GLt
间距为λ/4
双支节匹配器的禁用区(盲区)
开路线 的长度 短路线 的长度
lo1
B 1 arctan 1 2 Y0
L节匹配网络的圆图解——精确?
RL Z 0
X 0 B0 X 0
或
1 1 jx
B0
Z1 Y1
y1 yL z1
1 jx
或
Y1 Z1
B 0
1 1 jx
X 0
z1 zL
y1
1 jx
B 0
X 0
zL y1 z1
导纳圆
阻抗圆
阻抗圆
z1
例题5.5——四分之一波长变换器的带宽
微波工程基础 第五章 阻抗匹配和调谐
微波工程基础 第五章 阻抗匹配和调谐
5.5 小反射理论
单节变换器
微波技术-第2章6阻抗匹配

在上面两个解中一般选 取较短的一对。
双支节匹配网络
单支节调配器中因要求 d 可调,对于同轴线、波导等结构 中较难调。故常采用双支节调配器。一般为并联支节。 能两支节之间的距离d =λ /8, λ /4, 3λ /8 (注意不 能选取λ /2),不可调;两支节长度为l1和l2,可调节。
B
A
(4)
渐变线 在用λ /4变换匹配器时,若阻抗变换比很大或
再由/4阻抗变 换器公式求其 Z01 = Z0 Rin 特性阻抗Z01
(3) 支节调配器
支节调配器是在距离负载某固定位臵上并联 或串联终端短路或开路的传输线段构成。 支节数可以是一条、两条、三条或更多。
常用并联调配支节。
B
A
a.单支节调配器 支节调配器是在距离负载 d 处并联或串联长度为 l 的终端 短路或开路的短截线构成。 调节变量:d,l 并联支节:由负载阻抗经 d 距离变换后, 在B点的导纳Y=Y0+jB,如支节 的电纳为-jB,——达到匹配; 串联支节:由负载阻抗经d 距离变换后,在B 点的阻抗Z=Z0+jX,如支节的电 抗为-jX,——达到匹配。 B A
解得
X R [( Z R ) 2 X 2 ] / Z L 0 L L 0 L , RL Z 0 RL Z 0 t XL , RL Z 0 2Z0
则
1 2 arctgt, d 1 ( arctgt), 2
t0 t0
lmax 向电源方向最近的为 Vmax 点,% = 0.25 ;
in Z0
/4 Zin Z01
d Z0
Z RL L
则阻抗转换器的接入位臵:
d = (% - %) = (0.25 - 0.203)l = 0.042l lmax l L
微波技术传输线的阻抗匹配ppt课件

E
~ GБайду номын сангаас1
0.25
~ G1
C
~ ~ (3 )Y 沿 G 1 1园转动交辅助 ~ ~ ~ 园于 E 点得 Y B a G 1j a。
~ B 2
~ ~ ~ ~ ~ j B l Y Y Y 2 1 2 a 1 ~ ( 4 ) Y 沿 G 园 等 顺时 a ~ ~ ~ ~ 针 d 落 转 G 1 在 园 ( F 点 上 Y ) 1 得 j B 2 3 3 。 ~ ~ ~ ~ ~ Y Y Y 3 l2 4 b 3 jB
f0 时, l =l0/4 l’/4 , l p/2, Zin Z0 。G 0,而为:
Z in Z 0 G Z in Z 0
R jZ0 1 tg l Z0 1 Z0 Z0 1 jR tg l R jZ0 1 tg l Z0 1 Z0 Z0 1 jR tg l
Z Z Z Z 01 0 0 0
在lmin 处接入,则
Z0 K Z Z Z 01 0K 0 Z0
单节l/4阻抗匹配器的主要缺点是频带窄。 当工作波长为 l0 时,l =l0/4 , 对单一工作频率f0 ,当
Z01 Z0R 可实现匹配,即Zin=Z0 。当工作频率f ’ 偏离
~ ~ ~ d l l C A
~ Yin
d
~ ~ Y2 Y1
~ ~ ~ d l l D A
~
~ Y0 ~ Y0
~ Y0
~ B
~ YL
A
0
~ G1
C
l D
0.25
单支节匹配器
~ B
导纳园图
~ ~ ~~ C 点 E 点 Y B l l 0 . 25 2 E ~ ~ ~ ~ l F 点 l 0 . 25 Y B D 点 F 2
微波技术基础7-阻抗匹配

g
R L R g
X
L
X
g
两者的电阻应相等,电抗的数值相等, 而性质相反。
传输线的电路理论—阻抗匹配
匹配下的负载吸收功率情况
负载吸收功率可表示为:
P L 1 2 R eV L IL 1 2 E g 2(R L R g )2R L (X L X g )2
dlm in4 gcos11 1 S S
串联支节长度为
l g tg1 1 S 2 S
传输线的电路理论—阻抗匹配
双支节匹配器与三支节匹配器
优点: 匹配不同负载时,只需调节支节长度L,无需调节d; 三支节匹配器客服了双支节匹配区存在“匹配禁区”的缺
点。
传输线的电路理论—阻抗匹配
此反射系数对渐变线输入端总反射系数的贡献为
d d ze j2 z 1 2 e j2 zd d zln 0 (z)d z
于是
1 20Lej2zd dzln0(z)dz
传输线的电路理论—阻抗匹配
例如
当z=L时
因此 最后可得
0(z) 0(0)ebz 0ebz ln0(z)ln0bz
l g tg1 S 2 1S
图解法
求解较为简单,可分为两个步骤。 1. 找出负载归一化导纳值在导纳圆图中的对应点M
作等反射系数圆交G 1 的匹配圆与A、B
读出点M顺时转至A、B的长度 d 1 、d 2
读出A、B处得导纳值 1 j b 、1 j b
2.
在 d 处1 并联一个短路支节: 由导纳圆图中的短路点C 顺时转至 点j b D C、D间
传输线的电路理论—阻抗匹配
d z 0 0 ( ( z z ) ) d d 0 0 0 0 ( ( z z ) ) 2 d 0 ( 0 z ) 1 2 d l n 0 ( z ) 1 2 d d z l n 0 ( z ) d z
微波技术基础阻抗匹配PPT36页
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56、极端的法规,就是极端的不公。 ——西 塞罗 57、法律一旦成为人们的需要,人们 就不再 配享受 自由了 。—— 毕达哥 拉斯 58、法律规定的惩罚不是为了私人的 利益, 而是为 了公共 的利益 ;一部 分靠有 害的强 制,一 部分靠 榜样的 效力。 ——格 老秀斯 59、假如没有法律他们会更快乐的话 ,那么 法律作 为一件 无用之 物自己 就会消 灭。— —洛克
60、人民的幸福是至高无个的法。— —西塞 罗Байду номын сангаас
谢谢
11、越是没有本领的就越加自命不凡。——邓拓 12、越是无能的人,越喜欢挑剔别人的错儿。——爱尔兰 13、知人者智,自知者明。胜人者有力,自胜者强。——老子 14、意志坚强的人能把世界放在手中像泥块一样任意揉捏。——歌德 15、最具挑战性的挑战莫过于提升自我。——迈克尔·F·斯特利
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− j 0.7
+ j1.2
D
zL
—因为并联电抗元件后导纳实部不变! (4)为什么要旋转到旋转后的1+jx圆? —我们的目标是让D点归一化的输入阻抗在 1+jx圆上,那么D点归一化的输入导纳就应 该在旋转后的1+jx圆上!
D
jB
Z0
ZL
jx圆 C
+ j 0.3
yL
− j1.2
匹配点
第4步:做C点关于圆心对称 的点,到1+jx圆上的D点,得 到D点的归一化输入阻抗。
− j 0.7
+ j1.2
D
zL
第5步:从D出发沿电阻圆旋 转——jX为纯电抗,附加一个 电抗时,电阻部分保持不变 —— 沿较短路径旋转到圆心 (匹配点),到归一化的X:x=1.2 同理可得另外一组解。
当负载与传输线匹配时(假定信号源已经匹配),可将最 大功率传给负载,并且在馈线上损耗最小。 一些接收机部件(如天线、低噪声放大器等)对阻抗匹配 比较敏感,可以改善这些部件性能,提高系统信噪比。 在功率分配网络中,阻抗匹配可以降低振幅和相位误差。
¾阻抗匹配设计中需要考虑的因素
复杂性 带宽特性 应用场合(实现问题) 可调性
zL
第3步:将 yL 沿电阻圆旋转----jB为纯电抗,将 yL 附加一 个电抗时,电阻部分保持不变 —— 旋转到“旋转后的1+jx 圆”上C点,取路径较短的 值,得到归一化的B:b=0.3
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北京邮电大学——《微波技术基础》
用集总元件匹配——圆图解法
¾ Smith圆图解法
旋转后的 1 +
电阻圆
jX
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用集总元件匹配——圆图解法
利用Smith圆图进行阻抗匹配——“走迷宫”
运动轨迹约束: ——等反射系数圆
Z in
——电阻圆 ——电抗圆 ——阻抗-导纳反演关系
哪个参数(电阻/电抗/反射系数幅度) 不变,即沿着哪个圆旋转 有并联情况时利用导纳较方便
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方程的解
2 2 ⎧ + XL − Z 0 RL X L ± RL Z 0 RL ⎪B = 2 2 ⎪ + XL RL ⎨ ⎪ X = 1 + X L Z0 − Z0 ⎪ B RL BRL ⎩
⎧ X > 0, 电感 ⎨ ⎩ X < 0, 电容
⎧ B > 0, 电容 ⎨ ⎩ B < 0, 电感
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北京邮电大学——《微波技术基础》
+ 2 1 | U + − jβ z + − jβ z ∗ 0 | 入射波功率 Pavi = Re[U 0 e ⋅ ( I0 e ) ] = 2 2Z0
2 + 2 1 | Γ | | U 0 | 反射波功率 Pavr = Re[ Γ LU 0+ e jβ z ⋅ ( Γ L I 0+ e jβ z )∗ ] = L 2 2Z0
RL > Z 0
归一化负载阻抗在 Smith圆图 1 + jx 外
RL < Z 0
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用集总元件匹配——解析解法
¾ 解析解法
jX
A 匹配
jB
Z0
B
Zl
1 Z 0 = jX + jB + 1 ( RL + jX L )
注意问题: 假设元件的感性/容性,与阻抗值的对应关系! ⎧ j 2π fL, X ≥ 0 假设A为电感元件 jX = ⎨ Z L = j 2π fL 阻抗值为jX ⎩1 j 2π fC , X < 0 假设B为电容元件
微 波 技 术 基 础
北京邮电大学无线电与电磁兼容实验室 刘凯明 副教授 (明光楼718室,62281300) kmliu@ 2011
第5章 阻抗匹配与调谐
§ 5.1 用集总元件匹配(L网络) § 5.2 单短截线调谐 § 5.3 双短截线调谐 § 5.4 四分之一波长变换器 § 5.5 小反射理论 § 5.6 二项式多节匹配变换器 § 5.7 切比雪夫多节匹配变换器 § 5.8 渐变传输线
(Smith圆图解法——注解)
jX
D
jB
Z0
旋转后的 1 +
ZL
(1)为什么用导纳? —有并联情况时用导纳求解比较方便。
电阻圆 (2)为什么导纳也可以在阻抗圆图上旋转?
jx圆
+ j 0.3
yL
− j1.2
匹配点
—阻抗圆图上任意一点值即可看作阻抗值, 也可看作导纳值。把握导纳变化规律,即 可将导纳在阻抗圆图上旋转(借助圆图求解). (3)导纳yL沿着等电阻圆旋转?
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2
第5章 阻抗匹配与调谐
¾本章学习要点 阻抗匹配的基本原理
z集总元件匹配 z单、双短截线匹配 z四分之一波长变换器 z多节匹配变换器(二项式、切比雪夫)
阻抗匹配的Smith圆图解法 阻抗匹配的解析解法 小反射理论
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3
本章概述
¾什么是阻抗匹配? 通过在负载与传输线之间增加合适的微波网络, 使总的输入阻抗(包括微波网络与负载)等于传输线 的特征阻抗。
⎧1 j 2π fC , B ≥ 0 1 jB = ⎨ 阻抗值为1/jB ⎩ j 2π fL, B < 0
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ZC =
1 j 2π fC
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用集总元件匹配——解析解法
¾ 解析解法
jX
1 Z 0 = jX + jB + 1 ( RL + jX L )
jB
Z0
Zl
⎧ B ( XRL − X L Z 0 ) = RL − Z 0 ⎨ ⎩ X (1 − BX L ) = BZ 0 RL − X L
⎧ B > 0, 电容 ⎨ ⎩ B < 0, 电感
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用集总元件匹配——圆图解法
¾ Smith圆图回顾——反射系数圆(SWR圆)
i
逆时针旋转
向负载
0 0.3 0.6 1.0
r
反射系数圆最重要的 概念是相角走向: − j2βl
Γ(l ) = Γe
向电源
Γ:负载处反射系数 l :参考点与负载之间的距离 顺时针旋转
1.0 1.5 2.0 电压波节 电压波幅
1+ | Γ | ρ= 1− | Γ |
实轴右半轴的点对应电 阻与驻波比的值相等!
18
实轴的右半轴代表驻波 比,左半轴代表行波比。
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用集总元件匹配——圆图解法
¾
Smith圆图回顾——阻抗与导纳反演
i
在传输线上向负载或电源移动kλ/2+ λ/4, 输入阻抗变为移动前阻抗的倒数!
= b = 0.3
0 第一组解 2π fL 电感 = x = 1.2
Z0
电感 第二组解
Z0 = −b = 0.7 2π fL
−Z0 L= = 46.1 nH 2π fb
−1 C= = 2.61 pF 2π fxZ 0
26
1 = − x = 1.2 电容 2π fCZ 0
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Z0
Zl
调谐 —— 负载与匹配网络之间存在多次反射,但匹 配网络与目标传输线之间不存在反射。(调整负载与 匹配网络之间的多次反射,使目标传输线上不存在反 射)
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4
回忆——传输线上的功率
¾传输线上任意一点的平均功率流
Pav = 1 Re[U ( z ) I ( z )∗ ] 2 1 | U 0+ |2 2 jβ z 2 −2 j β z = e + Γ e − Γ Re{1 − Γ∗ | | L L L } 2 Z0 1 | U 0+ |2 = Re{1− | Γ L |2 } 2 Z0
Z l = RL + jX L
匹配
归一化
zl = rL + jxL
⎧ rL = 1 ⎨ ⎩ xL = 0
zl = 1
匹配目标
从圆图上看,就是从负载阻抗出发,沿特定轨迹运 动后达到圆心!
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7
Smith圆图概述
匹配点
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8
本章概述
¾阻抗匹配(调谐)的意义
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用集总元件匹配
系统工作频率足够低、或集总元件尺寸足够小 时,相位的差异可以忽略,可以采用集总元件进行匹 配。(在高频下存在局限性)
两类L节匹配网络 ( Z l = RL + jX L )
纯电抗元件!
jX
jX
Z0
jB
Zl
Z0
jB
Zl
归一化负载阻抗在 Smith圆图 1 + jx 内
等电阻图
电阻不变、改变电抗,等 效于沿电阻圆旋转!
等电抗图
电抗不变、改变电阻,等 效于沿电抗圆旋转!
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用集总元件匹配——圆图解法
¾
Smith圆图回顾——电阻圆与电抗圆
i
归一化阻抗
纯电抗线
纯阻线
匹配点 r
1 + Γe zl = − j2βl 1 − Γe
驻波比
− j2βl
P = P − P av avi avr 北京邮电大学——《微波技术基础》
5
用集总元件匹配
阻抗匹配工作的本质是什么?
ΓL = 0