开关电源设计经典实例

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开关电源EMC设计实例

开关电源EMC设计实例[摘要] 目前大多数电子产品都选用开关电源供电，以节省能源和提高工作效率；同时越来越多的产品也都含有数字电路，以提供更多的应用功能。

开关电源电路和数字电路中的时钟电路是目前电子产品中最主要的电磁干扰源，它们是电磁兼容设计的主要内容。

下面我们以一个开关电源的电磁兼容设计过程来进行分析。

[关键词] 开关电源设计图1是一个普遍应用的反激式（或称为回扫式）开关电源工作原理图，50Hz 或60Hz交流电网电压首先经整流堆整流，并向储能滤波电容器C5充电，然后向变压器T1与开关管V1组成的负载回路供电。

图2是进行过电磁兼容设计后的电气原理图。

图1 图21、对电流谐波的抑制一般电容器C5的容量很大，其两端电压纹波很小，大约只有输入电压的10%左右，而仅当输入电压Ui大于电容器C5两端电压的时候，整流二极管才导通，因此在输入电压的一个周期内，整流二极管的导通时间很短，即导通角很小。

这样整流电路中将出现脉冲尖峰电流。

这种脉冲尖峰电流如用傅立叶级数展开，将被看成由非常多的高次谐波电流组成，这些谐波电流将会降低电源设备的使用效率，即功率因数很低，并会倒灌到电网，对电网产生污染，严重时还会引起电网频率的波动，即交流电源闪烁。

脉冲电流谐波和交流电源闪烁测试标准为：IEC61000-3-2及IEC61000-3-3。

一般测试脉冲电流谐波的上限是40次谐波频率。

解决整流电路中出现脉冲尖峰电流过大的方法是在整流电路中串联一个功率因数校正(PFC)电路，或差模滤波电感器。

PFC电路一般为一个并联式升压开关电源，其输出电压一般为直流400V，没有经功率因数校正之前的电源设备，其功率因数一般只有0.4~0.6，经校正后最高可达到0.98。

PFC电路虽然可以解决整流电路中出现脉冲尖峰电流过大的问题，但又会带来新的高频干扰问题，这同样也要进行严格的EMC设计。

用差模滤波电感器可以有效地抑制脉冲电流的峰值，从而降低电流谐波干扰，但不能提高功率因数。

用uc3845b 设计开关电源实例

用uc3845b 设计开关电源实例Switching power supplies are widely used in various applications due to their high efficiency and compact design. One of the most common and popular control ICs used for designing switching power supplies is the UC3845B. This IC is known for its versatility and ease of use in various topologies such as flyback, forward, and boost.开关电源由于高效率和紧凑的设计而被广泛应用于各种领域。

在设计开关电源时常用的一个控制IC是UC3845B。

这个IC以其在飞行、正转和升压等各种拓扑结构中的通用性和易用性而闻名。

The UC3845B is a current mode PWM controller that operates at a fixed frequency and has a voltage feedforward design for improved transient response. It also has built-in soft start and frequency jitter features for reduced EMI emissions. These advanced features make the UC3845B a popular choice for designing efficient and reliable switch mode power supplies.UC3845B是一个固定频率工作的电流模式PWM控制器，具有电压前馈设计以提高瞬态响应。

芯片公司反激开关电源设计案例

芯片公司反激开关电源设计案例反激开关电源是一种常用的电源设计方案，它采用了开关元件的控制来实现高效率的能量转换。

对于芯片公司来说，设计一个稳定可靠的反激开关电源是至关重要的。

下面以一个具体案例来介绍芯片公司如何设计反激开关电源。

案例背景：芯片公司计划设计一款用于智能手表的反激开关电源。

该电源需要满足以下要求：输出电压为3.3V，最大输出电流为200mA，输入电压范围为3V到5V。

同时，该电源需要具备稳定可靠、高效率等特点。

设计步骤：1.电源需求分析：首先，需要对电源的工作条件进行分析。

智能手表作为一种可佩戴设备，体积小巧、功耗低是重要的特点。

因此，反激开关电源是一种理想的选择。

在电源需求分析中，需要确定输出电压和电流的要求，并考虑输入电压的范围。

2.开关电源拓扑选择：根据电源需求分析，可以选择反激开关电源作为设计方案。

反激开关电源可以提供相对较高的转换效率，并且适用于较宽的输入电压范围。

3.电源拓扑设计：在选择了反激开关电源后，需要设计电源的拓扑结构。

该案例中可以选择基于反激变换器的设计方案，使用变压器实现能量的传输。

通过选择合适的变压器匹配，可以实现输入电压到输出电压的转换。

4.元件选择：根据设计要求，选择合适的元件来搭建反激开关电源。

包括开关管、二极管、电感、电容等。

在选择元件时，需要考虑其参数和性能，并保证其可靠性和稳定性。

5.控制电路设计：反激开关电源需要一个控制电路来实现对开关管的控制。

控制电路可以采用传统的PWM或者脉冲频率调制（PFM）的控制方法。

通过控制开关管的导通与断开，实现对输出电压和电流的调节。

6.稳压电路设计：为了保证输出电压的稳定性，需要设计稳压电路。

可以采用负反馈稳压电路，通过对输出电压进行采样和比较，控制开关管的工作状态，使得输出电压能够稳定在设定值。

7.效率优化：为了提高转换效率，需要优化设计。

可以采用切换频率较高的开关管、合理选择电感和电容等方法。

通过优化设计，使能量转换更为高效。

开关电源原理设计及实例第变压器隔离的变换器拓扑结构演示文稿

开关电源原理设计及实例第变压器隔离的变换器拓扑结构演示文稿开关电源是一种将输入电源信号转换成所需要的输出电压或电流的电源装置。

它通过开关管的开关动作来控制输入电源的通断，从而实现对输出电压或电流的控制。

开关电源具有高效率、小体积和低成本等优势，因此在许多电子设备中广泛应用。

本文将介绍开关电源的原理设计及实例，并重点介绍了一种基于变压器隔离的变换器拓扑结构。

一、开关电源的工作原理开关电源主要由输入端、变换器、控制电路和输出端四部分构成。

其中变换器是其核心部分。

变换器主要由开关管、变压器和输出滤波电路组成。

开关电源的工作过程如下：1.输入电源输入交流电压，通过整流电路转换为直流电压；2.直流电压经过输入滤波电路进行滤波，去除电源中的高频杂波；3.控制电路根据输出电压的反馈信号，控制开关管的开关动作；4.当开关管接通时，变压器中的能量储存；5.当开关管断开时，储存在变压器中的能量释放，并经过输出滤波电路输出给负载。

二、变压器隔离的变换器拓扑结构变压器隔离是开关电源设计的一个重要技术，主要用于防止输出端与输入端之间的电气隔离，保护用户和设备的安全。

下面介绍一种基于变压器隔离的变换器拓扑结构，反激变换器。

1.反激变换器的工作原理：反激变换器是一种脉冲宽度调制（PWM）型开关电源，它采用反激（反冲击）的方式，将输入电压转换为所需的输出电压。

反激变换器主要由变压器、开关管、脉冲变压器、反激电容和输出滤波电路等组成。

2.反激变换器的工作过程：(1)开关管接通状态：当开关管接通时，电流通过变压器，将能量储存到脉冲变压器中。

(2)开关管断开状态：当开关管断开时，通过变压器的自感性，使脉冲变压器的磁场崩溃，产生反冲电压，将能量传输到输出端。

三、实例演示文稿标题：基于变压器隔离的反激变换器拓扑结构演示内容：1.引言：介绍开关电源的重要性和应用领域，并介绍本文将重点介绍的反激变换器拓扑结构。

2.开关电源的工作原理：简要介绍开关电源的工作原理，包括输入端、变换器、控制电路和输出端的作用。

DCDC设计实例

DCDC设计实例一．题目设计一个PWM开关稳压电源。

要求：输入电压 1-2 V 升压 5-20V二．设计方案方案1：实验原理开关稳压电源原理如图和串联反馈式稳压电路相比，电路增加了LC滤波电路以及产生固定频率的三角波电压发生器和比较其组成的控制电路。

Vi为整流滤波电路输出电压，Vb为比较器输出电压。

Vb>0时，三极管饱和导通，二极管D截止，电感储能，电容充电，。

而Vb<0时，三极管截止，滤波电感产生自感电势，二极管导通，于是电感中储存的能量向负载释放。

输出电压Vo位Vo=qV1,q为脉冲波形的占空比，故称脉宽调制开关稳压电源。

当Vf>Vref时，比较放大器输出电压Va为负值，Va与固定频率三角波电压Vt 相比较，得到Vb的的方波波型，其占孔比q<50%,使输出电压下降到预定的稳压值。

同理，V1下降，Vo也下降，Vf<Vref,Va为正值，Vb的占空比<50%，输出电压上升到预定值。

具体实验电路三角波发生器电路为方案2：DC/DC变换器的基本类型开关电源是进行交流/直流、直流/直流，直流/交流的功率变换的电源，其核心部分就是DC/DC变换器。

其工作原理：控制通/断电时间比可以改变的电子开关元件，将直流电能变换为脉冲状交流电能，然后通过储能元件或变压器对脉冲交流电能的幅度按人们的要求做必要的变换，再经平滑滤波器变为直流。

升压型变换器如图表1，当开关管VT导通时，电流经电感L和开关管入地，电感上的电压降左端为正，右端为负，随着电流的增大，储存于电感中的磁能增大；当开关管截止时，电感上的电压调转极性，左端为负，右端为正，二极管导通，电流对电容C充电。

可见，输出电压UO高于输入电压UI。

在VT导通，VD截止期，负载上的电流是有电容放电维持的。

在开关管和二极管导通时的电压降远比输入的电压小时，则在VT导通期间ILMAX=ILMIN+UI/L*ton在VT截止期间ILMIN=ILMAX－（UO－UI）/L*toff由以上二式可得UO=UI(ton-toff)/toff=1/(1-D)*UI图表 1a．b两点为输出电压u。

开关电源典型设计实例精选

开关电源典型设计实例精选
开关电源是一种常见的电源设计，它能够将输入电压转换为稳定的输出电压，常用于各种电子设备中。

以下是一些典型的开关电源设计实例：
1. Buck转换器，Buck转换器是一种常见的开关电源设计，它能够将高电压降低为稳定的较低电压。

这种设计常用于需要较低输出电压的应用，例如移动设备充电器和电源适配器。

2. Boost转换器，Boost转换器则是将输入电压升高为稳定的输出电压，常用于需要较高输出电压的场合，比如LED驱动器和太阳能电池充电器。

3. Buck-Boost转换器，Buck-Boost转换器能够实现输入电压的升压和降压，因此在需要输出电压高低变化范围较大的场合下应用广泛，比如电动汽车充电器和太阳能储能系统。

4. Flyback转换器，Flyback转换器是一种常见的离线开关电源设计，适用于输出功率较低的应用，例如家用电子设备和通信设备。

5. LLC谐振转换器，LLC谐振转换器结构简单，具有高效率和低电磁干扰等优点，适用于中高功率的电源设计，例如工业设备和服务器电源。

以上是一些典型的开关电源设计实例，每种设计都有其适用的场合和特点，工程师在实际设计中需要根据具体要求选择合适的设计方案。

希望以上信息能够对你有所帮助。

开关电源环路设计及实例详解

开关电源环路设计及实例详解一、开关电源的基本原理开关电源是一种将交流电转换为直流电的电源，其基本原理是通过开关管控制变压器的工作状态，从而实现对输入交流电进行变换、整流和稳压的过程。

开关电源具有输出功率大、效率高、体积小等优点，因此被广泛应用于各种电子设备中。

二、开关电源环路的组成1. 输入滤波器：用于滤除输入交流电中的高频噪声和杂波信号，保证后续环节能够正常工作。

2. 整流桥：将输入交流电转换为直流电信号。

3. 直流滤波器：用于滤除直流信号中的纹波和杂波信号，保证输出稳定。

4. 开关变换器：通过控制开关管的导通和截止状态来控制变压器的工作状态，从而实现对输入信号的变换。

5. 输出稳压器：用于对输出直流信号进行稳压处理，保证输出恒定。

三、开关电源环路设计步骤1. 确定输出功率和输出电压范围。

2. 选择合适的变压器。

3. 设计整流桥和直流滤波器。

4. 设计开关变换器，包括选择合适的开关管和控制电路。

5. 设计输出稳压器，包括选择合适的稳压芯片和反馈电路。

6. 进行整个电路的仿真和优化。

7. 进行实际电路的搭建和调试。

四、开关电源环路设计实例以12V/5A开关电源为例，进行具体设计。

1. 确定输出功率和输出电压范围：输出功率为60W，输出电压范围为11-13V。

2. 选择合适的变压器：根据需求选择带有多个二次侧绕组的变压器，其中一个二次侧用于提供控制信号，另一个二次侧用于提供输出信号。

通过计算得到变压比为1:2。

3. 设计整流桥和直流滤波器：采用全波整流桥结构，并选用大容量滤波电容进行直流滤波处理。

4. 设计开关变换器：选用MOS管作为开关管，并采用反激式结构进行设计。

控制信号通过脉冲宽度调制（PWM）技术进行控制。

同时，在输入端加入输入滤波器进行滤波处理。

5. 设计输出稳压器：选用LM2576芯片进行稳压处理，通过反馈电路控制输出电压。

同时，加入输出滤波电容进行滤波处理。

6. 进行整个电路的仿真和优化：通过仿真软件进行各个环节的仿真和优化，保证整个电路的性能符合要求。

反激开关电源设计实例[1]

g1 − − − 初级绕组导线每米重量g / m g2 − − − 次级绕组导线每米重量g / m 0.45mm导线g = 1.44g / m 0.53mm导线g = 2.00g / m
2. 计算各绕组铜耗（略）
3. -------
4. 核算变压器温升（略）
Dmax
=
Vf Vin min + V f
= 106 = 0.514 100 + 106
以此类推对于 MOS 耐压比较低的情况，比如用 600V 的 MOS 的时候，占空比适当再取小一点，可以减轻 MOS 的耐压的压力选择计算最大占空比 0.45 但是，不管是哪个计算出来的结果，变压器的气隙都是要加的！
= 100 × 0.45 64 0.76 − I p1
= 0.925 mH
式中：
LP − − 初级电感量（ mH ) f s − −开关频率 ( KHz )
I p1
+ I p2
=
2 × Pout
Vin min ×η × Dmax
= 2 ×14 100 × 0.8 × 0.45
= 0.78 (A)
计算初级匝数 N p
实例：试设计一变压器参数如下：
输出电压Vout = 43V ,输出电流320mA,频率64KHz，MOS管耐压600V 输入交流85V ~ 265V
效率就 80%吧
而对于全电压输入的 85V ~ 265V (AC)交流输入电源，整流后的直流电压约为 100V ~ 374V（DC) 。
那么对于 600V 的 MOS 而言，保留 20%电压裕量，耐压可以用到 480V。最大电压应力出现在最大输入电压处，所以当最大输入直流电压为 374V 时， Vf的取值为480 - 374 = 106V 。最大工作占空比出现在最低输入电压处为：

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开关电源PCB设计实例标签：开关电源PCB印制电路板的制作所有开关电源设计的最后一步就是印制电路板(PCB)的线路设计。

如果这部分设计不当，PCB也会使电源工作不稳定，发射出过量的电磁干扰(EMI)。

设计者的作用就是在理解电路工作过程的基础上，保证PCB设计合理。

开关电源中，有些信号包含丰富的高频分量，因而任何一条PCB引线都可能成为天线。

引线的长和宽影响它的电阻和电感量，进而关系到它们的频率响应。

即使是传送直流信号的引线，也会从邻近的引线上引入RF(射频)信号，使电路发生故障，或者把这干扰信号再次辐射出去。

所有传送交流信号的引线要尽可能短且宽。

这意味着任何与多条功率线相连的功率器件要尽可能紧挨在一起，以减短连线长度。

引线的长度直接与它的电感量和电阻量成比例，它的宽度则与电感量和电阻量成反比。

引线长度就决定了其响应信号的波长，引线越长，它能接收和传送的干扰信号频率就越低，它所接收到的RF(射频)能量也越大。

主要电流环路每一个开关电源内部都有四个电流环路，每个环路要与其他环路分开。

由于它们对PCB布局的重要性，下面把它们列出来：1．功率开关管交流电流环路。

2．输出整流器交流电流环路。

3．输入电源电流环路。

4．输出负载电流环路。

图59a、b、c画出了三种主要开关电源拓扑的环路。

通常输入电源和负载电流环路并没有什么问题。

这两个环路上主要是在直流电流上叠加了一些小的交流电流分量。

它们一般有专门的滤波器来阻止交流噪声进入周围的电路。

输入和输出电流环路连接的位置只能是相应的输入输出电容的接线端。

输入环路通过近似直流的电流对输入电容充电，但它无法提供开关电源所需的脉冲电流。

输入电容主要是起到高频能量存储器的作用。

类似地，输出滤波电容存储来自输出整流器的高频能量，使输出负载环能以直流方式汲取能量。

因此，输入和输出滤波电容接线端的放置很重要。

如果输入或输出环与功率开关或整流环的连接没有直接接到电容的两端，交流能量就会从输入或输出滤波电容上流进流出，并通过输入和输出电流环“逃逸”到外面环境中。

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摘要开关电源是应用于广泛领域的一种电力电子装置。

它具有电能转换效率高、体积小、重量轻、控制精度高和快速性好等优点，在小功率范围内基本取代了线性电源，并迅速想大功率范围推进，在很大程度上取代了晶闸管相控整流电源。

可以说，开关电源技术是目前中小功率直流电能变换装置的主流技术。

本文首先描述了开关电源的发展，对目前出现的几种典型的开关电源技术作了归纳总结和分析比较，在此基础上指出了开关电源技术的发展状况和开关电源产品的发展趋势。

并且对开关电源的发展史、应用范围、主电路的选择、控制方法作了简要的介绍。

在设计中主要采用了脉宽调制（PWM）、全桥整流、自锁保护等技术，应用了控制芯片UC3842做为PWM控制芯片，对变压器次级线圈采用堆叠式绕法，改进光耦反馈电路的选择，使电路能达到所需基本要求同时，力求稳定、高效。

关键字：开关电源，拓扑结构，变压器，正激式AbstractThe switch power supply is a kind of electric power electronics which applies in the extensive realm to be used.It has an electric power conversion's efficiency high, the physical volume is small, the weight is light, the control accuracy is high with fast etc. advantage, within the scope of small power replaced line power supply, and in high-power scope propulsion quickly, to a large extent,it replaced the thyristor phase - controlled rectifying power supply.We can say, the switch power supply technique is the essential technique which wins small electric power transformation of the power direct current to equip currently.This text described the development of switch power supply first, to a few kinds which appear currently typical model of the switch power supply technique made to induce summary and analysis comparison, pointing out the development trend of the technical development condition of the switch power supply and switch power supply product on this foundation.And introduce the switch power supply’s phylogeny,application, main electric circuit of power supply and controled a method. The design adopted PWM, the whole bridgeses commutated, lock protection etc. technique, applied control the chip UC3842 to be used as PWM control chip, the transformer adoprt adopt pile circle, improve the choice of the electric circuit, make the electric circuit be able to attain need basic request in the meantime, try hard for stability, efficiently.Key words：Switch power supply，topology，transform，Forward目录摘要 (I)Abstract ............................................................................................................................................ I I 目录 .. (III)1 绪论 (1)1.1 引言 (1)1.2 开关电源的发展历史 (1)1.2.1 国外发展历史 (1)1.2.2 国内发展状况 (2)1.3 目前需要克服的困难 (2)1.4 开关电源的发展趋势 (3)1.5 本文的设计要求 (4)2 开关电源的工作原理 (6)2.1 开关电源的基本构成 (6)2.2 开关电源常用的拓扑结构分析 (6)2.2.1 降压型 (6)2.2.2 升压型 (7)2.2.3 升降压型 (8)2.2.4 反激式 (9)2.2.5 正激式 (11)2.2.6 推挽式 (12)2.3 拓扑结构的确定 (13)3. 基于UC3842的开关电源的设计与实现 (14)3.1 开关电源电路的设计 (14)3.1.1 开关电源电路的总体简介 (14)3.1.2 基于UC3842的基本结构 (14)3.1.3 各部分功能简介 (14)3.2 UC3842芯片简介 (15)3.2.1 UC3842的特点 (15)3.2.2内部结构和引脚图 (16)3.2.3 引脚功能 (16)3.2.4 芯片工作原理 (17)3.3 各部分回路设计 (18)3.3.1 主回路的设计 (18)3.3.2 控制保护回路的设计 (21)3.3.3 反馈电路的设计 (23)3.4 外围主要器件的选取 (23)4. 开关电源变压器的设计 (28)4.1 与变压器相关的一些基本概念 (28)4.2 变压器用料介绍 (30)4.3 高频变压器的设计 (32)4.4 变压器的绕制方法 (35)结论 (38)致谢 (39)参考文献 (40)附录总原理图 (41)1 绪论1.1 引言电子技术的高速发展，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入 90 年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电力检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。

开关电源PCB设计实例

开关电源PCB设计实例开关电源是一种将交流电转换为直流电的电源装置，广泛应用于电子设备中。

在开关电源的设计中，PCB（Printed Circuit Board，印刷电路板）的设计起着至关重要的作用。

本文将介绍一种开关电源PCB的设计实例，并详细讨论该设计的关键要素。

首先，我们将关注PCB的布局设计。

在开关电源中，布局设计非常重要，可以影响到整个PCB电路的性能和可靠性。

一般来说，PCB的布局应该遵循以下几个原则：1.分离高压和低压部分：为了确保电路的安全性，应将高压和低压部分分开布局，避免高压的干扰对低压部分产生不良影响。

2.降低元件间的干扰：在布局时，应尽量减少导线和元件之间的交叉和交叉相邻，以降低干扰的可能性。

3.确保散热效果：开关电源通常会产生较大的热量，因此在布局时应留出足够的空间来散热，可以添加散热片或设置散热孔。

接下来，我们将讨论PCB的元件安置。

在开关电源的设计中，有几个关键的元件需要特别关注：1.开关管：开关管是开关电源中最重要的元件之一，其位置的选择会影响到整个电路的效率和可靠性。

一般来说，开关管应尽量靠近输入和输出端口，并尽量避免与其他元件的干扰。

2.整流器和滤波器：整流器和滤波器用于将交流电转换为直流电，并滤除杂波和噪声。

这些元件应尽量靠近开关管，以减少导线的长度和电阻，提高效率。

3.控制芯片：在开关电源中，控制芯片是整个电路的大脑，负责实现开关管的控制和保护功能。

控制芯片应尽量靠近开关管，并放置在一个相对较为稳定和干净的区域，避免受到干扰。

最后，我们将讨论PCB的走线设计。

在开关电源的走线设计中，有几个关键要点需要注意：1.短导线和大导线：为了降低线路的电阻和电感，应尽量使用短导线和大导线，减少线路的损耗。

2.地线的布线：在开关电源中，地线的布线非常重要，可以有效降低干扰。

地线可以铺设在整个PCB的底层，并尽量减短地线的回路，提高信号的稳定性。

3.防止串扰：在布线时，要注意防止不同信号之间的串扰。

开关电源设计举例

开关电源设计举例电源是各类产品中很重要的一部分，可以算是最基础的部分，任何电子器件缺少了电源都无法工作。

本人从事电路设计相关工作（不涉及电源设计），但需要了解电源的设计原理、性能、测试等信息。

通过收集资料整理出一份AC-DC开关电源的设计过程。

仙童半导体官网提供了较为详细的开关电源设计方案，本文以仙童的FSL1x6xRN系列芯片为例,介绍采用FPS的反激式隔离AC-DC开关电源的设计开发流程。

开关模式电源（SMPS）设计本质上就是一项费时的工作，需要作出许多权衡取舍并采用大量的设计变量进行迭代运算。

本文所描述的步进式设计程序能够帮助工程师完成SMPS的设计。

为了使设计效率更高，还提供了一个包含本文所述全部公式的软件设计工具—FPS设计助手（FPS design assistant）。

该设计助手是用电子表格将全部变量、公式集于一个工作表，通过参数的改变实现相关参数的更新，提高设计开发的进度。

图1 采用FPS的基本反激式隔离AC-DC转换器一、引言图1示出了采用FPS的基本反激式隔离AC-DC转换器的原理图，它同时也是本文所描述的设计程序的参考电路。

由于MOSFET和PWM控制器以及各附加电路都被集成在了一个封装中，因此，SMPS的设计比分立型的MOSFET和PWM控制器解决方案要容易得多。

本文提供了针对基于FPS的反激式隔离AC-DC转换器的进步式设计程序，也包括变压器设计、输出滤波器设计、元件选择和反馈闭合环路设计。

这里描述的设计程序具有足够的通用性，可适用于不同的应用。

本文介绍的设计程序还可以由一个软件设计工具（FPS设计助手）来实现，从而使得设计师能够在一个很短的时间内完成SMPS设计。

本文的附录给出了一个采用软件工具的步进式设计实例。

二、步进式设计程序在这一节中，我们以图1所示的原理为参考来介绍设计程序。

一般而言，如图1所示，大多数FPS 引脚1到引脚4的配置都是相同的。

(1)第一步：确定系统规格输入电压范围(V line min 和V line max )。

高效率开关电源设计实例

高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器以下设计实例中,包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率;有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的,所以不在这里介绍;采用新技术时必须小心,因为很多是有专利的,可能需要直接付专利费给专利持有人,或在购买每一片控制IC芯片时,支付附加费用;在将这些电源引入生产前,请注意这个问题;10W同步整流Buck变换器应用此设计实例是PWM设计实例1的再设计,它包括了如何设计同步整流器;在设计同步整流开关电源时,必须仔细选择控制IC;为了效率最高和体积最小,一般同步控制器在系统性能上各有千秋,使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好;很多运行性能的微妙之处不能确定,除非认真读过数据手册;例如,每当作者试图设计一个同步整流变换器,并试图使用现成买来的IC芯片时,3／4设计会被丢弃;这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变;更不用说,当发现现成方案不能满足需求时,是令人沮丧的见图20的电路图;设计指标输入电压范围： DC+10～+14V输出电压： DC+额定输出电流：过电流限制：输出纹波电压： +30mV峰峰值输出调整：±1％最大工作温度： +40℃“黑箱”预估值输出功率： +2A=最大输入功率： Pout/估计效率=／=功率开关损耗 0．5=续流二极管损耗： =输入平均电流低输入电压时／10V=高输入电压时：／14V=0．8A估计峰值电流： 1．4Ioutrated=1．4×2．0A=2．8A设计工作频率为300kHz;电感设计参见最恶劣的工作情况是在高输入电压时;式中 Vinmax ——可能的最大输入电压;Vout——输出电压;Ioutmin——最小负载时的电流;f sw ——工作频率;电感是个环形表面封装元件,市场上有多种标准表面封装的电感,这里选择的是Coileraft公司的D03340P-33333μH;功率开关和同步整流器MOSFET的选择功率开关：功率开关要用一个变压器耦合的N沟道功率MOSFET;这里打算使用一个S0-8封装的双N沟道MOSFET,以节省PCB空间;最大输入电压是DCl4V;因此,可以选用V DSS不低于DC+30V、峰值电流是2．8A的MOSFET;选择过程的第一步是确定所用MOSFET的最大R DSon,通过热模型可以确定这个值,最大的R DSon可由下式得到：同时希望器件的耗散功率小于1W,所以估计的R DSon应小于所以选FDS6912A双N沟道MOSFET,它是S0-8封装,10V栅极电压时的导通电阻为28mΩ;同步二极管：要用一个大约是同步MOSFET连续额定容量的30％的肖特基二极管与MOSFET内部二极管并联,30V时约为0．66A;这里使用MBRSl30,该二极管在流过0．66A时有0．35V的正向压降;可替换的元件：在写本书时,仙童半导体公司出品了一个集成的肖特基二极管和MOSFET,肖特基二极管直接并在MOSFET的硅片上syncFET;SyncFET有一个40mΩN沟道MOSFET,与一个28mΩSyncFET一起封装,型号为FDS6982S;输出电容参见输出电容值由下列公式确定：输入和输出滤波电容主要考虑的是流入电容的纹波电流;在这个实例中,纹波电流和电感交流电流是相同的,电感电流最大值限定在2．8A,纹波电流峰峰值为1．8A,有效值大约为O．6A约为峰峰值的1／3;采用表面安装钽电容,因为它的ESR只有电解电容的10％～20％;在环境温度+85;C=时,电容将降额30％使用;最佳的电容是来自AVX公司的,它的ESR非常低,因此可以适应很高的纹波电流,但这是很特殊的电容;在输出端可将下列两种电容并在一起;AVX：TPSEl07M01R0150 1OOμF20％,10V,150mΩ,O．894A有效值TPSE107M01R0125 100／μF20％,10V,125mΩ,0．980A有效值Nichicon：F750A107MD 100μF20％,10V,120mΩ,0．92A有效值输入滤波电容见这个电容要流过与功率开关相同的电流,电流波形是梯形的,从最初的lA很快上升到;它的工作条件比输出滤波电容恶劣得多;可把梯形电流看成两个波形的叠加来估计有效值：峰值1A的矩形波和峰值1．8A的三角波,产生大约1．1A的有效值;电容值由下式计算：电压越高,电容值越低;电容由两个1OOμF电容并联而成,它们是：AVX每个系统需两个：TPSl07M020R0085 1OOμF20％,20V,85mΩ,1．534A有效值TPSl07M020R0200 100μF20％,10V,200mΩ,1．0A有效值选择控制IC芯片U1期望的buck控制IC芯片的特性是：1．直接从输入电压即可启动的能力;2．逐周电流限制;3．图腾柱MOSFET驱动器;4．功率开关和同步整流器MOSFET之间延时的控制;市场上绝大部分同步buck控制器都是用于+5～+1．8V微处理器调整电源的如,+12V的V dd和+5V 的V in;也有很多IC芯片可以提供足够的功能,使用者可以根据应用来选择这些功能;在选择时,初选了两家加利福尼亚公司的产品,发现只有一种IC适合这种要求,就是Unitrode／TI的UC3580-3;电压误差放大器的内部基准是2．51±2．5％V;设定工作频率R7、R8和C8R8给定时电容C8充电,而R7给定时电容放电;首先,要确定变换器最大占空比;因为输出电压大约是最低输入电压的50％,所以选择最大占空比为60％;从数据手册得充电时间最大值是0．6／300kHz或2μs;参数表上定时电容值lOOpF略偏小不会耗散太多能量;这里采用这个值,因此R8的值是伏-秒限制器R4和C5这个IC芯片有前馈最大脉宽限制功能;当输入电压增加时,Buck变换器工作脉宽会减少;RC振荡器直接与输入电压相接,并且它的定时值与输入电压成反比;它的定时时间设成比工作脉宽长30％;如果伏．秒振荡器定时时间到了,而调整单元仍旧导通,则调整单元会被关断;C5也取lOOpF,因为它的定时和振荡器一样,所以R4大约是47kΩ;设定调整单元和同步整流器MOSFET之间的死区时间根据MOSFET功率开关节可以进行开通和关断延时的计算,但仍需要在最初调试时调整R6死区设定电阻的值;开始设成lOOns比较好,典型的MOSFET开通延时是60ns,100ns可以保证不会有短路电流;IC所产生的死区延时是不对称的;从数据手册的图表上看,100kΩ电阻产生开通延时大约为1lOns,关断延时为180ns;在最初调试阶段就要设法减少这些延时;延时使得二极管导通的时间太长,损耗就高,但还是工作在安全区;栅极驱动变压器的设计T1栅极驱动变压器是一个简单的1：1正激式变压器;对变压器没有特别的要求,因为它是小功率、交流耦合双向磁通的300kHz变压器;用10mm的铁氧体磁环就足够了,如TDK公司的K5TIO×2．5×5B sat是3300G,或Philips公司的266T125-3D3B sat是3800G;从磁性元件的设计可知,产生1000G0．1T或0．3B sat的匝数是栅极驱动变压器用两根相同导线约30AWG并绕;为了方便,变压器绕在一个四引脚“鸥翅型”gull wing表面安装骨架上;电流检测电阻R15和电压检测电阻分压器R11和R13芯片只提供了一个最小O．4V阈值的关断引脚;这里打算采用一个备用的过电流保护模式;为了尽可能减小电流检测电阻的尺寸,将采用电流反馈检测电路的一种变型;此处,0．35V是电压检测电阻分压器R14上的压降;那么R15为R15 =3A=Ω取20mΩ戴尔Dale电阻是WSL-2010-02-05;设定流过电压检测电阻分压器的电流约为1．0mA;这样R13和R14的总电阻是R sum ==ΩR14 为R14 =0;35V/ =350Ω取360Ω则R13 为R13 =Ω-360Ω=Ω取Ω,1%精度则R11 为R11 =/1mA =Ω取Ω,1%精度电压反馈环补偿见这是一个电压型正激式变换器;为了得到最好的瞬态响应,将采用双极点、双零点补偿法;确定控制到输出特性:输出滤波器极点由滤波电感和电容决定,且以-40dB／dec穿越OdB线;它的自然转折频率是输出滤波电容引起的零点ESR是两个150mΩ并联是功率电路直流绝对增益是计算误差放大器补偿极点和零点选择15kHz穿越频率能满足大部分的应用场合,这使得瞬态响应时间约为200μs;f xo=15kHz首先,假定最终闭合回路补偿网络以-20dB／dec下降,为获得15kHz穿越频率,放大器必须提高输入信号增益,即提高博德图中的增益曲线;G xo=20lgf xo/f fp-G DC=20lg15kHz/1959HzG xo=G2=+ dBA xo=A2= dB绝对增益这是中频段G2所需的增益,以获得期望的穿越频率;补偿零点处的增益是：=A1 =绝对增益为补偿两个滤波器极点,在滤波器极点频率的一半处放置两个零点：第一个补偿极点置于电容的ESR频率处4020Hz：第二个补偿极点用于抑制高频增益,以维持高频稳定性：现在可以开始计算误差放大器内部的元件值,见图19;最终所设计的电路见图20;。

集成开关电源设计实例

PWM集成开关稳压电源设计实例摘要开关电源的出现，成为电源领域的一次革命，它使电源的体积和重量大大减小，而效率却比采用工频变压器的线性电源大大的提高，为电源小型化提供了广阔前景。

近年来，开关电源不断向高频化方向发展，并不断涌现出功能完善的集成控制电路，使得开关电源线路日益简单化，在与线性电源的市场竞争中呈先导之势。

本文以PWM 控制集成电路UC3842为实例，对开关电源电路、高频开关变压器、功率管、保护电路以及输出整流滤波电路的设计计算方法进行介绍，并与整机设计相结合，给出一个完整的设计实例，供大家参考。

关键词：反激式 PWM电路 UC3842 高频变压器目录前言 (01)一、单端反激式开关稳压电源的设计 (02)（一）输入部分电路的设计 (03)（二）启动电阻和电容的计算 (04)（三）高频开关变压器的设计和计算 (04)（四）高频变压器工艺制作过程 (06)（五）功率开关管的选择 (07)（六）缓冲保护电路的设计 (07)（七）低压输出电路的设计 (07)二、高频开关电源的加电试验过程 (08)（一）控制电路加电 (08)（二）自馈电路加电试验 (08)（三）验证其它绕组输出电压值 (08)（四）正常加电测试 (08)（五）记录测试验证结果 (08)结论 (09)参考文献 (09)前言作者根据工作中多年对广电设备开关电源的维修、改制以及重新设计制作的实践经验，对PWM集成开关电源中高频变压器、高反压开关功率管、保护电路以及输出整流滤波电路的工作原理及设计计算方法进行介绍，并与整机设计相结合，主要以常见的PWM集成电路UC3842为核心控制电路，设计一个单端反激式开关电源，根据实践制作经验给出一个完整的设计实例及设计计算的全过程，供大家参考。

PWM集成开关稳压电源设计实例采用脉宽调制器集成电路设计制作的开关稳压电源比采用分立元件设计制作的开关稳压电源具有效率高、功耗小、成本低、性能稳定的特点。

正激式变换器(正激开关电源)的设计实例

正激式变换器(正激开关电源)的设计实例作为功率变压器的一个设计实例，下面我们将设计正激式变换器中的变压器。

显然，这种变压器也不是用于我们的buck变换器中。

现在，我们考虑设计要求：输入电压为直流48V(简便起见，不需要考虑进线电压的波动范围)，输出电压为5V，功率100W，开关频率为250kHz，基本电路图如图所示。

容易得到，输出电流为100W／5V=20A。

这个电流值是比较大的，为了减少绕组电阻，副边的线圈匝数应该尽量取小。

这意味着取变比(原边匝数除以副边匝数)的时候，副边最少匝数取为1。

我们来看看变比为整数时会出现什么问题。

1 匝数比=1：1匝数比=1：1，即原边与副边的匝数相等。

当开关导通时，48V输入电压全部加在变压器的原边。

同样，副边也得到48V的电压(忽略漏感)，并加于续流二极管两端。

实际上，具有低通态电压的肖特基功率二极管其最大阻断电压为45V左右。

48V的电路中，至少要采用电压为60V的器件，如果电压有过冲或者输入电压有波动，那么要求采用更高电压的器件。

二极管的反向阻断电压越高，其通态电压也越高，变换器的效率将会降低。

在低输出电压的变换器中，整流二极管的通态电压是一个常见的问题。

原因很明显：电感中的电流要么流过整流二极管，要么流过续流二极管，无论哪种情况，在二极管中总会产生一个大小为VfI的损耗。

二极管的损耗使变换器效率进一步下降。

这部分功率不在总功率V outI之中。

解决这个问题的唯一方法是采用同步整流器，但是其驱动非常复杂(同样的道理，当输出Vout降到3.3V，甚至更低时，必须使用同步整流器)。

不管怎么样，对于一个高效率的变换器而言，如果不采用同步整流器，1：1的变压器匝数变比不是一个很好的选择(对我们的例子而言)。

2 匝数比=2：1这时原边匝数是副边的2倍，所以加在原边的电压为48V，副边和二极管上的电压为24V，可以使用肖特基功率二极管。

正激式变换器占空比近似为DC=V out／Vsec=5V／24V=21％(忽略肖特基功率二极管的通态电压Vf)。

开关电源设计-高效率开关电源设计实例共57页

计实例
31、别人笑我太疯癫，我笑他人看不穿。(名言网) 32、我不想听失意者的哭泣，抱怨者的牢骚，这是羊群中的瘟疫，我不能被它传染。我要尽量避免绝望，辛勤耕耘，忍受苦楚。我一试再试，争取每天的成功，避免以失败收常在别人停滞不前时，我继续拼搏。
33、如果惧怕前面跌宕的山岩，生命就永远只能是死水一潭。 34、当你眼泪忍不住要流出来的时候，睁大眼睛，千万别眨眼!你会看到世界由清晰变模糊的全过程，心会在你泪水落下的那一刻变得清澈明晰。盐。注定要融化的，也许是用眼泪的方式。
35、不要以为自己成功一次就可以了，也不要以为过去的光荣可以被永远肯定。
谢谢
11、越是没有本领的就越加自命不凡。——邓拓 12、越是无能的人，越喜欢挑剔别人的错儿。——爱尔兰 13、知人者智，自知者明。胜人者有力，自胜者强。——老子 14、意志坚强的人能把世界放在手中像泥块一样任意揉捏。——歌德 15、最具挑战性的挑战莫过于提升自我。——迈克尔·F·斯特利

案例L开关电源单面电路板设计方案

案例1 L4978开关电源单面电路板设计图10—1所示为L4978开关电源电路原理图.该电源为一非隔离型DC/DC变换器,核心元件是ST公司生产的开关电源芯片L4978.该电路允许输入电压范围为5~55V,输出电压范围为3.3~50V(此开关电源为降压型,输出电压小于输入电压>,最大输出电流可达到2A.图中电阻R1和电容C3决定系统工作频率,L4978最高允许频率为500KHz.电阻R3和R4构成电压反馈电路,分压比决定输出电压的高低.R4的阻值为4.7KΩ,调整R3的阻值,可改输出电压.如表10—1所示为输出电压与R3阻值关系.表10—1 输出电压与R3阻值关系列表下面从电路原理图开始进入L4978开关电源PVB设计之旅.10.1.1 原理图设计1.建立文件夹在D盘建立一个文件夹,名称为:L4978.2.创建工程物件1>启动Protel DXP.2>执行菜单命令[File]/[New]/[PCB Project],系统建立一个工程文件,默认文件名为:PCB Project1.PRJPCB.3>执行菜单命令[File]/[Save Project],将新建工程文件换名保存,选择文件路径并输入新建工程文件名L4978,完成D:L4978\L4978.PRJPCB工程文件的建立.3.创建一个性的原理图文件1>执行菜单命令[File]/[New]/[Schematic],新建一原理图文件.2>然后执行菜单命令[File]/[Save]命令,选择路径并输入文件名L4978,建立一个原理图文件D:\L4978\L4978.SCHDOC.4.载入元件库该电路元件列表如表10—2所示.表10—2 L4978开关电源元件列表由表10—2可以看出L4978开关电源涉及的元件除L4978原理图元件需自己制作外,其余都是系统默认集成元件库Miscallaneous Devices.LVTlib和Miscallaneous Connevtors.IntLib内的元件.5.绘制原理图(1>参数设定执行菜单命令[Design]/[docement Options],将电气栅格属性设为10mil.(2>放置元件1>单击原理图编辑器下部面板标签”Libraries”,打开元件库面板,选择Miscellaneous Devices.IntLib元件库.2>单击Res2元件,再按Place Res2按钮,按Tab键修改器属性,序号改为,序号改为R1,Comment项设为不可见,将右侧Value值设为20K,观察元件封装是否为AXIAL-0.4,是就按OK.3>将光标拖到合适位置,利用空格键旋转元件的方向,单击鼠标左键,完成电阻R1放置。

六款简单的开关电源电路设计,内附原理图详解

六款简单的开关电源电路设计，内附原理图详解简单的开关电源电路图（一）简单实用的开关电源电路图调整C3和R5使振荡频率在30KHz-45KHz。

输出电压需要稳压。

输出电流可以达到500mA.有效功率8W、效率87%。

其他没有要求就可以正常工作。

简单的开关电源电路图（二）24V开关电源，是高频逆变开关电源中的一个种类。

通过电路控制开关管进行高速的道通与截止，将直流电转化为高频率的交流电提供给变压器进行变压，从而产生所需要的一组或多组电压！24V开关电源的工作原理是：1.交流电源输入经整流滤波成直流;2.通过高频PWM（脉冲宽度调制）信号控制开关管，将那个直流加到开关变压器初级上;3.开关变压器次级感应出高频电压，经整流滤波供给负载;4.输出部分通过一定的电路反馈给控制电路，控制PWM占空比，以达到稳定输出的目的。

24v开关电源电路图简单的开关电源电路图（三）单端正激式开关电源的典型电路如下图所示。

这种电路在形式上与单端反激式电路相似，但工作情形不同。

当开关管VT1导通时，VD2也导通，这时电网向负载传送能量，滤波电感Ｌ储存能量；当开关管VT1截止时，电感Ｌ通过续流二极管VD3 继续向负载释放能量。

在电路中还设有钳位线圈与二极管VD2，它可以将开关管VT1的最高电压限制在两倍电源电压之间。

为满足磁芯复位条件，即磁通建立和复位时间应相等，所以电路中脉冲的占空比不能大于50％。

由于这种电路在开关管VT1导通时，通过变压器向负载传送能量，所以输出功率范围大，可输出50－200 Ｗ的功率。

电路使用的变压器结构复杂，体积也较大，正因为这个原因，这种电路的实际应用较少。

简单的开关电源电路图（四）推挽式开关电源的典型电路如图六所示。

它属于双端式变换电路，高频变压器的磁芯工作在磁滞回线的两侧。

电路使用两个开关管VT1和VT2，两个开关管在外激励方波信号的控制下交替的导通与截止，在变压器Ｔ次级统组得到方波电压，经整流滤波变为所需要的直流电压。

开关电源设计实例

Power IntegrationsDesign Example ReportTitle10W Compact Power Supply using TOP245RSpecification Input: 90 – 300 VAC Output: 6V / 1.67A Application Water PurifierAuthor Power Integrations Applications Department Document Number DER-107 Date October 26, 2005 Revision1.0Summary and Features• 66kHz operation to reduce switching losses in TOPSwitch-GX , reduce standbypower consumption and reduce burden on input EMI Filter • Low profile EFD20 ESHEILD transformer construction • Simple input π-filter • No Y-cap No X-cap• 450 VDC input capacitors for increased reliability for continuous 300 V RMSoperation• No heat sink design - D 2PAK TOPSwitch-GX and D-PAK output rectifier • 10 W (continuous) / 18 W (peak) in 1.6 X 2.5 X 1”The products and applications illustrated herein (including circuits external to the products and transformer construction) may be covered by one or more U.S. and foreign patents or potentially by pending U.S. and foreign patent applications assigned to Power Integrations. A complete list of Power Integrations’ patents may be found at .Table Of Contents1Introduction (3)2Power Supply Specification (4)3Schematic (5)4Circuit Description (6)4.1Input EMI Filtering (6)4.2TOPSwitch Primary (6)4.3Output Rectification (6)4.4Output Feedback (6)5PCB Layout (7)6Bill Of Materials (8)7Transformer Specification (9)7.1Electrical Diagram (9)7.2Electrical Specifications (9)7.3Materials (9)7.4Transformer Build Diagram (10)7.5Transformer Construction (10)8PIXL Transformer Spreadsheet (11)9Performance Data (15)9.1Efficiency (15)9.2No-load Input Power (15)9.3Regulation (16)9.3.1Load (16)9.3.2Line (16)10Waveforms (17)10.1Drain Voltage and Current, Normal Operation (17)10.2Output Voltage Start-up Profile at Full Load (17)10.3Drain Voltage and Current Start-up Profile (18)10.4Load Transient Response (Load Step) (19)10.5Output Ripple Measurements (20)10.5.1Ripple Measurement Technique (20)10.5.2Measurement Results (21)11Control Loop Measurements (22)11.1120 VAC Maximum and 3A Load (22)11.2240 VAC Maximum and 3A Load (23)12Conducted EMI (24)13Revision History (25)Important Notes:Although this board is designed to satisfy safety isolation requirements, the engineering prototype has not been agency approved. Therefore, all testing should be performed using an isolated source to provide power to the prototype board.Design Reports contain a power supply design specification, schematic, bill of materials, and transformer documentation. Performance data and typical operation characteristics are included. Typically only a single prototype has been built.1 IntroductionThis document is an engineering report describing a universal input 6 V / 10 W power supply utilizing a TOP245R. This power supply is intended to be used in a compact adapter for a water purification application. This supply has been design to operate at 300 VAC input continuously as well as provide a peak output current of 3 A for two minutes.The document contains the power supply specification, schematic, bill-of-materials, transformer documentation, printed circuit layout, and performance data.TopBottomFigure 1 – Populated Circuit Board Photograph2 Power Supply SpecificationDescriptionSymbolMinTypMaxUnitsCommentInputVoltageV IN 90 300 VAC 2 Wire – no P.E.Frequencyf LINE 47 50/60 64 HzNo-load Input Power (240 VAC) 0.5 WOutputOutput Voltage 1V OUT1 6 V± 5% Output Ripple Voltage 1V RIPPLE1 100 mV 20 MHz bandwidthOutput Current 1I OUT1 1.67 ATotal Output PowerContinuous Output PowerP OUT 10 WPeak Output PowerP OUT_PEAK 18 W 2 minute durationEfficiency η 75 % Measured at P OUT (10 W), 25o C EnvironmentalConducted EMIMeets CISPR22B / EN55022BSafety Designed to meet IEC950, UL1950Class IISurge 4 kV 1.2/50 µs surge, IEC 1000-4-5,Series Impedance:Differential Mode: 2 ΩCommon Mode: 12 ΩSurge 4 kV100 kHz ring wave, 500 A short circuit current, differential and common modeAmbient Temperature T AMB 0 40 oCFree convection, sea level3 SchematicFigure 2 – Schematic4 Circuit DescriptionThe schematic in Figure 2 shows an off-line Flyback converter using the TOP245R. The circuit is designed for 90 VAC to 300 VAC input and 6 V, 1.67 A output, with a transient load requirement of 3 A for 2 minutes in duration.4.1 Input EMI FilteringCapacitor C1, C2 and L1 form in input p-filter for differential-mode conducted EMI. Common-mode conducted EMI is reduced with the ESHIELD winding technique employed in the transformer construction. A input X-capacitor and a Y-capacitor to bridge the isolation barrier are not required, due to the ESHIELD transformer construction and frequency dithering of the TOPSwitch-GX.4.2 TOPSwitch PrimaryRectifier bridge BR1 and C1, C2 provide a high voltage DC BUS for the primary circuitry. The DC rail is applied to the primary winding of T2. The other side of the transformer primary is driven by the integrated MOSFET in U1. Diode D4, R7, R3 and C6 clamp leakage spikes generated when the MOSFET in U1 switches off. Resistor R8 sets the low-line turn-on threshold to approximately 69 VAC, and also sets the over-voltage shutdown level to approximately 320 VAC. R2 sets the U1 current limit to approximately 75% of its nominal value. This limits the output power delivered during fault conditions. C5 bypasses the U1 CONTROL pin. C4 has 3 functions. It provides the energy required by U1 during startup, sets the auto-restart frequency during fault conditions, and also acts to roll off the gain of U1 as a function of frequency. R1 adds a zero to stabilize the power supply control loop. Diode D3 and C12 provide rectified and filtered bias power for U3 and U1. The Frequency pin (F-pin) of U1 is tied to the Control pin (C-pin) to set the operating frequency of the U1 to 66kHz.4.3 Output RectificationThe output of T2 is rectified and filtered by D6, C9, and C10. Inductor L2 and C11 provide additional high frequency filtering.4.4 Output FeedbackResistors R9 and R10 divide down the supply output voltage and apply it to the reference pin of error amplifier U2. Shunt regulator U2 drives optocoupler U3 through resistor R12 to provide feedback information to the U1 CONTROL pin. The optocoupler output also provides power to U1 during normal operating conditions.Components C4, C13, R1, R11, and R12 all play a role in compensating the power supply control loop. Capacitor C4 rolls off the gain of U1 at relatively low frequency. Resistor R1 provides a zero to cancel the phase shift of C4. Resistor R12 sets the gain of the direct signal path from the supply output through U2 and U3. Components C13 and R11 roll off the gain of U2.5 PCB LayoutFigure 3 – Printed Circuit Layout6 Bill Of Materials7 Transformer Specification7.1 Electrical DiagramFigure 4 – Transformer Electrical Diagram7.2 Electrical SpecificationsElectrical Strength 1 second, 60 Hz, from Pins 1-4 to Pins 5-8 3000VACPrimary Inductance Pins 3-4, all other windings open, measured at100 kHz, 0.4 VRMS 606 µH, -7/+7%Resonant Frequency Pins 3-4, all other windings open 800 kHz (Min.)Primary Leakage Inductance Pins 3-4, with Pins 5-8 shorted, measured at100kHz, 0.4 VRMS100 µH (Max.)7.3 MaterialsItem Description[1] Core: EFD20/3F3 AL = 104nH/T2[2] Bobbin: 8-pin[3] Magnet Wire: #35 AWG Heavy Build[4] Magnet Wire: #27 AWG Heavy Build[5] Tape: 3M 3mm wide[6] Tape, 3M[7] Tape, 3M[8] Copper tape 1.5 mil thick X 8mm wide[9] Varnish7.4 Transformer Build DiagramFigure 5 – Transformer Build Diagram 7.5 Transformer ConstructionBobbin Preparation Align bobbin to have pins 1-4 facing the mandrillPrimary Margin Apply 3 mm wide margin on either side of bobbin with item [5]. Match height of primary and bias windings.Primary Start at Pin 3. Wind 76 turns of item [3] in approximately 2 layers, finish on Pin 4.Basic Insulation Use one layer of item [6] for basic insulation.Bias Winding Starting at Pin 2, wind 14 turns of item [3] uniformly across bobbin width in a single layer. Finish at Pin 1.Basic Insulation Use one layer of item [6] for basic insulation.Primary Margin Apply 3 mm wide margin on either side of bobbin with item [5]. Match height of balanced shield winding.Balanced Shield Winding Start temporarily on pin 6. Wind 4 turns of quadrifilar item [4] uniformly across the bobbin width in a single layer. Finish on pin 4. Cut start of winding at 90-degree bend to center of bobbin window.ReinforcedInsulationUse three layers of item [7] for reinforced insulation.Secondary Margin Apply 3 mm wide margin on either side of bobbin with item [5]. Match height of secondary winding.Secondary Winding Start at Pin 5. Wind 6 trifilar turns of item [4]. Spread turns evenly across bobbin in a single layer. Finish on Pin 8.Outer Wrap Wrap windings with 3 layers of tape (item [7]). Core Preparation Affix cores (item [1]) with tape [5].Outer Belly band Wrap one turn of copper tape [8] around outer core. Ensure copper tape makes contact with core halves. Solder wire from pin 2 of bobbin to copper bellyband.Final Assembly Wrap three layers of tape [7]. Varnish impregnate (item [9]).8 PIXL Transformer SpreadsheetACDC_TOPSwitchGX_113004;Rev.2.2; Copyright PowerIntegrations Inc. 2004 INPUT INFO OUTPUT UNIT TOP_GX_FX_113004.xls:TOPSwitch-GX/FXContinuous/DiscontinuousFlyback Transformer DesignSpreadsheetENTER APPLICATION VARIABLESVACMIN 85 VoltsVACMAX 300 Volts Maximum AC Input VoltagefL 50 Hertz AC Mains FrequencyVO 6 Volts Output VoltagePO 18 Watts Output Powern 0.73 Efficiency EstimateZ 0.5 Loss Allocation FactorVB 15 Volts Bias VoltagetC 3 mSeconds Bridge Rectifier Conduction TimeEstimateCIN 44 uFarads Input Filter CapacitorENTER TOPSWITCH-GX VARIABLESTOP-GX TOP245 Universal 115 Doubled/230VChosen Device TOP245 PowerOut60W 85WKI 0.8 External Ilimit reduction factor(KI=1.0 for default ILIMIT, KI<1.0 for lower ILIMIT) ILIMITMIN 1.296 Amps Use 1% resistor in settingexternal ILIMITILIMITMAX 1.584 Amps Use 1% resistor in settingexternal ILIMITFrequency (F)=132kHz, (H)=66kHz h Half (H) frequency option -66kHzfS 66000 Hertz TOPSwitch-GX SwitchingFrequency: Choose between132 kHz and 66 kHzfSmin 61500 Hertz TOPSwitch-GX MinimumSwitching FrequencyfSmax 70500 Hertz TOPSwitch-GX MaximumSwitching FrequencyVOR 82 Volts Reflected Output VoltageVDS 10 Volts TOPSwitch on-state Drain toSource VoltageVD 0.5 Volts Output Winding Diode ForwardVoltage DropVDB 0.7 Volts Bias Winding Diode ForwardVoltage DropKP 0.9415 Ripple to Peak Current Ratio(0.4 < KRP < 1.0 : 1.0<KDP<6.0)ENTER TRANSFORMER CORE/CONSTRUCTION VARIABLESCore Type efd20Core EFD20 P/N: EFD20-3F3Bobbin EFD20_BOBBIN P/N: CSH-EFD20-1S-8PAE 0.58 0.58 cm^2 Core Effective Cross SectionalAreaLE 5.7 5.7 cm Core Effective Path LengthAL 1800 1800 nH/T^2 Ungapped Core EffectiveInductanceBW 16.4 16.4 mm Bobbin Physical Winding Width M 3 mm Safety Margin Width (Half thePrimary to Secondary CreepageDistance)L 2 Number of Primary LayersNS 6 Number of Secondary Turns DC INPUT VOLTAGE PARAMETERSVMIN 81 Volts Minimum DC Input Voltage VMAX 424 Volts Maximum DC Input Voltage CURRENT WAVEFORM SHAPE PARAMETERSDMAX 0.54 Maximum Duty CycleIAVG 0.30 Amps Average Primary CurrentIP 1.07 Amps Peak Primary CurrentIR 1.01 Amps Primary Ripple CurrentIRMS 0.47 Amps Primary RMS Current TRANSFORMER PRIMARY DESIGN PARAMETERSLP 606 uHenries Primary InductanceNP 76 Primary Winding Number ofTurnsNB 14 Bias Winding Number of Turns ALG 106 nH/T^2 Gapped Core EffectiveInductanceBM 1480 Gauss Maximum Flux Density at PO,VMIN (BM<3000)BP 2187 Gauss Peak Flux Density (BP<4200) BAC 696 Gauss AC Flux Density for Core LossCurves (0.5 X Peak to Peak)ur 1408 Relative Permeability ofUngapped CoreLG 0.65 mm Gap Length (Lg > 0.1 mm) BWE 20.8 mm Effective Bobbin WidthOD 0.27 mm Maximum Primary WireDiameter including insulation INS 0.05 mm Estimated Total InsulationThickness (= 2 * film thickness) DIA 0.22 mm Bare conductor diameterAWG 32 AWG Primary Wire Gauge (Roundedto next smaller standard AWGvalue)CM 64 Cmils Bare conductor effective area incircular milsCMA Warning 137 Cmils/Amp !!!!!!!!!! INCREASE CMA>200(increase L(primary layers),decreaseNS, larger Core) TRANSFORMER SECONDARY DESIGN PARAMETERS (SINGLE OUTPUT EQUIVALENT)Lumped parametersISP 13.52 Amps Peak Secondary CurrentISRMS 5.48 Amps Secondary RMS CurrentIO 3.00 Amps Power Supply Output Current IRIPPLE 4.59 Amps Output Capacitor RMS RippleCurrentCMS 1097 Cmils Secondary Bare Conductorminimum circular milsAWGS 19 AWG Secondary Wire Gauge(Rounded up to next largerstandard AWG value)DIAS 0.91 mm Secondary Minimum BareConductor DiameterODS 1.73 mm Secondary Maximum OutsideDiameter for Triple InsulatedWireINSS 0.41 mm Maximum Secondary InsulationWall ThicknessVOLTAGE STRESS PARAMETERSVDRAIN 616 Volts Maximum Drain VoltageEstimate (Includes Effect ofLeakage Inductance)PIVS 40 Volts Output Rectifier Maximum PeakInverse VoltagePIVB 96 Volts Bias Rectifier Maximum PeakInverse Voltage TRANSFORMER SECONDARY DESIGN PARAMETERS (MULTIPLE OUTPUTS)1st outputVO1 6.0 6 Volts Output VoltageIO1 3.000 3 Amps Output DC CurrentPO1 18.00 Watts Output PowerVD1 0.5 0.5 Volts Output Diode Forward VoltageDropNS1 6.00 Output Winding Number of Turns ISRMS1 5.484 Amps Output Winding RMS Current IRIPPLE1 4.59 Amps Output Capacitor RMS RippleCurrentPIVS1 40 Volts Output Rectifier Maximum PeakInverse VoltageCMS1 1097 Cmils Output Winding Bare Conductorminimum circular milsAWGS1 19 AWG Wire Gauge (Rounded up to nextlarger standard AWG value) DIAS1 0.91 mm Minimum Bare ConductorDiameterODS1 1.73 mm Maximum Outside Diameter forTriple Insulated Wire2nd outputVO2 6.0 Volts Output VoltageIO2 1.670 Amps Output DC CurrentPO2 10.02 Watts Output PowerVD2 0.5 Volts Output Diode Forward VoltageDropNS2 6.00 Output Winding Number of TurnsISRMS2 3.053 Amps Output Winding RMS Current IRIPPLE2 2.56 Amps Output Capacitor RMS RippleCurrentPIVS2 40 Volts Output Rectifier Maximum PeakInverse VoltageCMS2 611 Cmils Output Winding Bare Conductorminimum circular milsAWGS2 22 AWG Wire Gauge (Rounded up to nextlarger standard AWG value) DIAS2 0.65 mm Minimum Bare ConductorDiameterODS2 1.73 mm Maximum Outside Diameter forTriple Insulated Wire9 Performance DataAll measurements performed at room temperature, 60 Hz input frequency. 9.1 EfficiencyFigure 6 – Efficiency vs. Input Voltage, Room Temperature, 60 Hz.9.2 No-load Input PowerFigure 7 – Zero Load Input Power vs. Input Line Voltage, Room Temperature, 60 Hz9.3 Regulation 9.3.1 LoadFigure 8 – Load Regulation, Room Temperature9.3.2 LineFigure 9 – Line Regulation, Room Temperature, Full Load10 Waveforms10.1 Drain Voltage and Current, Normal OperationFigure 10 – 90 VAC, Full Load.Upper: I DRAIN , 0.5 A / divLower: V DRAIN , 100 V, 2 µs / divFigure 11– 265 VAC, Full LoadUpper: I DRAIN , 0.5 A / div Lower: V DRAIN , 200 V / div10.2 Output Voltage Start-up Profile at Full LoadFigure 12 – Start-up Profile, 120VAC1 V,2 ms / div.Figure 13 – Start-up Profile, 240 VAC1 V,2 ms / div.10.3 Drain Voltage and Current Start-up ProfileFigure 14 – 90 VAC Input and Maximum Load.Upper: I DRAIN, 0.5 A / div.Lower: V DRAIN, 100 V & 1 ms / div.Figure 15 – 265 VAC Input and Maximum Load.Upper: I DRAIN, 0.5 A / div.Lower: V DRAIN, 200 V & 1 ms / div.10.4 Load Transient Response (Load Step)In the figures shown below, signal averaging was used to better enable viewing the load transient response. The oscilloscope was triggered using the load current step as a trigger source. Since the output switching and line frequency occur essentially at random with respect to the load transient, contributions to the output ripple from these sources will average out, leaving the contribution only from the load step response.Figure 16 – Transient Response, 120VAC, 75-100-75% Load Step.Bottom: Load Current, 1 A/div.Top: Output Voltage2000 mV, 5V offset, 1ms / div.Figure 17 – Transient Response, 120VAC, 100-180-100% Load StepBottom: Load Current, 1 A/ div.Top: Output Voltage200 mV 5V offset, 1 ms / div.10.5 Output Ripple Measurements10.5.1 Ripple Measurement TechniqueFor DC output ripple measurements, a modified oscilloscope test probe must be utilized in order to reduce spurious signals due to pickup. Details of the probe modification are provided in Figure 18and Figure 19.The 5125BA probe adapter is affixed with two capacitors tied in parallel across the probetip. The capacitors include one (1) 0.1 µF/50 V ceramic type and one (1) 1.0µF/50 Valuminum electrolytic. The aluminum electrolytic type capacitor is polarized, so proper polarity across DC outputs must be maintained (see below).Figure 18 – Oscilloscope Probe Prepared for Ripple Measurement. (End Cap and Ground Lead Removed)Figure 19 – Oscilloscope Probe with Probe Master 5125BA BNC Adapter. (Modified with wires for probe ground for ripple measurement, and two parallel decoupling capacitors added)Probe Tip10.5.2 Measurement ResultsFigure 20 – Ripple, 120VAC, Full Load.2 ms, 20 mV / div Figure 21 – Ripple, 240VAC, Full Load.2 ms, 20 mV / div11 Control Loop Measurements11.1 120 VAC Maximum and 3A LoadFigure 22 – Gain-Phase Plot, 120 VAC, Maximum Steady State LoadVertical Scale: Gain = 8 dB/div, Phase = 40 °/div.Crossover Frequency = 2.66 kHz Phase Margin = 88.11°Figure 23 – Gain-Phase Plot, 120 VAC, 3A LoadVertical Scale: Gain = 12 dB/div, Phase = 40 °/div.Crossover Frequency = 1.32 kHz Phase Margin = 84.02°11.2240 VAC Maximum and 3A LoadFigure 24 – Gain-Phase Plot, 240 VAC, Maximum Steady State LoadVertical Scale: Gain = 8 dB/div, Phase = 40 °/div.Crossover Frequency = 11.11 kHz Phase Margin = 57.14°Figure 25 – Gain-Phase Plot, 240 VAC, 3A LoadVertical Scale: Gain = 12 dB/div, Phase = 40 °/div.Crossover Frequency = 7.26 kHz Phase Margin = 71.65°12 Conducted EMIFigure 26 – Maximum Steady State Load, 120 VAC/60 Hz, and EN55022 B Limits (LINE)Figure 27 –Maximum Steady State Load, 120VAC/60Hz, and EN55022 B Limits (Neutral)Figure 28 –Maximum Steady State Load, 240VAC/ 60 Hz, and EN55022 B Limits (LINE)Figure 29 –Maximum Steady State Load, 240VAC/60Hz, and EN55022 B Limits (Neutral)13 Revision HistoryDate Author Revision Description & changes ReviewedRelease KM/JC/VC 10-26-05 RSP 1.0 InitialFor the latest updates, visit our website:Power Integrations reserves the right to make changes to its products at any time to improve reliability or manufacturability. Power Integrations does not assume any liability arising from the use of any device or circuit described herein. POWER INTEGRATIONS MAKES NO WARRANTY HEREIN AND SPECIFICALLY DISCLAIMS ALL WARRANTIES INCLUDING, WITHOUT LIMITATION, THE IMPLIED WARRANTIES OF MERCHANTABILITY, FITNESS FOR A PARTICULAR PURPOSE, AND NON-INFRINGEMENT OF THIRD PARTY RIGHTS.PATENT INFORMATIONThe products and applications illustrated herein (including transformer construction and circuits external to the products) may be covered by one or more U.S. and foreign patents, or potentially by pending U.S. and foreign patent applications assigned to Power Integrations.A complete list of Power Integrations’ patents may be found at . Power Integrations grants its customers a license under certain patent rights as set forth at /ip.htm.The PI Logo, TOPSwitch, TinySwitch,LinkSwitch,DPA-Switch,EcoSmart, PI Expert and PI FACTS are trademarks of Power Integrations, Inc. Other trademarks are property of their respective companies. ©Copyright 2005 Power Integrations, Inc.Power Integrations Worldwide Sales Support LocationsWORLD HEADQUARTERS 5245 Hellyer AvenueSan Jose, CA 95138, USA. Main: +1-408-414-9200 Customer Service:Phone: +1-408-414-9665 Fax: +1-408-414-9765e-mail: usasales@ GERMANYRueckertstrasse 3D-80336, MunichGermanyPhone: +49-89-5527-3910Fax: +49-89-5527-3920e-mail: eurosales@JAPANKeihin Tatemono 1st Bldg2-12-20Shin-Yokohama, Kohoku-ku,Yokohama-shi, Kanagawa ken,Japan 222-0033Phone: +81-45-471-1021Fax: +81-45-471-3717e-mail:japansales@TAIWAN5F, No. 318, Nei Hu Rd., Sec. 1Nei Hu Dist.Taipei, Taiwan 114, R.O.C.Phone: +886-2-2659-4570Fax: +886-2-2659-4550e-mail:taiwansales@CHINA (SHANGHAI)Rm 807-808A,Pacheer Commercial Centre, 555 Nanjing Rd. West Shanghai, P.R.C. 200041 Phone: +86-21-6215-5548 Fax: +86-21-6215-2468e-mail: chinasales@ INDIA261/A, Ground Floor7th Main, 17th Cross,SadashivanagarBangalore, India 560080Phone: +91-80-5113-8020Fax: +91-80-5113-8023e-mail: indiasales@KOREARM 602, 6FLKorea City Air Terminal B/D,159-6Samsung-Dong, Kangnam-Gu,Seoul, 135-728, KoreaPhone: +82-2-2016-6610Fax: +82-2-2016-6630e-mail:koreasales@EUROPE HQ1st Floor, St. James’s HouseEast Street, FarnhamSurrey, GU9 7TJUnited KingdomPhone: +44 (0) 1252-730-140Fax: +44 (0) 1252-727-689e-mail: eurosales@CHINA (SHENZHEN)Room 2206-2207, Block A, Elec. Sci. Tech. Bldg.2070 Shennan Zhong Rd. Shenzhen, Guangdong, China, 518031Phone: +86-755-8379-3243 Fax: +86-755-8379-5828 e-mail: chinasales@ ITALYVia Vittorio Veneto 1220091 Bresso MIItalyPhone: +39-028-928-6000Fax: +39-028-928-6009e-mail: eurosales@SINGAPORE51 Newton Road,#15-08/10 Goldhill Plaza,Singapore, 308900Phone: +65-6358-2160Fax: +65-6358-2015e-mail:singaporesales@APPLICATIONS HOTLINEWorld Wide +1-408-414-9660APPLICATIONS FAXWorld Wide +1-408-414-9760。