开关磁阻电机的原理及其控制系统

开关磁阻电机的原理及其控制系统开关磁阻电机80年代初随着电力电子、微电脑和控制理论的迅速发展而发展起来的一种新型调速驱动系统。

具有结构简单、运行可靠、成本低、效率高等突出优点，目前已成为交流电机调速系统、直流电机调速系统、无刷直流电机调速系统的强有力的竞争者。

一、开关磁阻电机的工作原理开关磁阻电机的工作原理遵循磁磁阻最小原理，即磁通总是要沿着磁阻最小路径闭合。

因此，它的结构原则是转子旋转时磁路的磁阻要有尽可能大的变化。

所以开关磁阻电动机采用凸极定子和凸极转子的双凸极结构，并且定转子极数不同。

开关磁阻电机的定子和转子都是凸极式齿槽结构。

定、转子铁芯均由硅钢片冲成一定形状的齿槽，然后叠压而成，其定、转子冲片的结构如图1所示。

图1：开关磁阻电机定、转子结构图图1所示为12/8极三相开关磁阻电动机，S1. S2是电子开关，VD1, VD2是二极管，是直流电源。

电机定子和转子呈凸极形状，极数互不相等，转子由叠片构成，定子绕组可根据需要采用串联、并联或串并联结合的形式在相应的极上得到径向磁场，转子带有位置检测器以提供转子位置信号，使定子绕组按一定的顺序通断，保持电机的连续运行。

电机磁阻随着转子磁极与定子磁极的中心线对准或错开而变化，因为电感与磁阻成反比，当转子磁极在定子磁极中心线位置时，相绕组电感最大，当转子极间中心线对准定子磁极中心线时，相绕组电感最小。

当定子A相磁极轴线OA与转子磁极轴线O1不重合时，开关S1, S2合上，A相绕组通电，电动机内建立起以OA为轴线的径向磁场，磁通通过定子扼、定子极、气隙、转子极、转子扼等处闭合。

通过气隙的磁力线是弯曲的，此时磁路的磁导小于定、转子磁极轴线重合时的磁导，因此，转子将受到气隙中弯曲磁力线的切向磁拉力产生的转矩的作用，使转子逆时针方向转动，转子磁极的轴线O1向定子A相磁极轴线OA趋近。

当OA和O1轴线重合时，转子己达到平衡位置，即当A相定、转子极对极时，切向磁拉力消失。

此时打开A相开关S1, S2，合上B相开关，即在A相断电的同时B相通电，建立以B相定子磁极为轴线的磁场，电动机内磁场沿顺时针方向转过300，转子在磁场磁拉力的作用下继续沿着逆时针方向转过15,。

依此类推，定子绕组A-B-C三相轮流通电一次，转子逆时针转动了一个转子极距Tr(T.=2π/N,)，对于三相12/8极开关磁阻电机，T=3600/8=o45，定子磁极产生的磁场轴线则顺时针移动了3×30'=90'空间角。

可见，连续不断地按A-B-C-A的顺序分别给定子各相绕组通电，电动机内磁场轴线沿A-B-C-A的方向不断移动，转子沿A-C-B-A的方向逆时针旋转。

如果按A-C-B-A的顺序给定子各相绕组轮流通电，则磁场沿着A-C-B-A的方向转动，转子则沿着与之相反的A-B-C-A方向顺时针旋转。

二、开关磁阻电机的控制原理传统的PID控制一方面参数的整定没有实现自动化，另一方面这种控制必须精确地确定对象模型。

而开关磁阻电动机( SRM) 得不到精确的数学模型, 控制参数变化和非线性, 使得固定参数的PID 控制不能使开关磁阻电动机控制系统在各种工况下保持设计时的性能指标。

模糊控制器是一种近年来发展起来的新型控制器，其优点是不需要掌握受控对象的精确数学模型，而根据人工控制规则组织控制决策表，然后由该表决定控制量的大小。

因此采用模糊控制, 对开关磁阻电动机（SRM）进行控制是改善系统性能的一种途径。

但在实践中发现, 常规模糊控制器的设计存在一些不足, 如控制表中数据有跳跃, 平滑性较差, 这对控制效果有影响。

模糊控制和PID控制两者结合起来, 扬长补短，将是一个优秀的控制策略。

其理由是：第一，由线性控制理论可知, 积分控制作用能消除稳态误差, 但动态响应慢, 比例控制作用动态响应快, 而比例积分控制既能获得较高的稳态精度, 又能具有较高的动态响应。

因此, 把PI 控制策略引入Fuzzy控制器, 构成Fuzzy- PI 复合控制, 是改善模糊控制器稳态性能的一种途径。

第二，增加模糊量化论域是提高模糊控制器稳态精度的最直接的方法, 但这种方法要增大模糊推理的计算量, 况且量化论域的增加也不是无止境的。

采用模糊+ PI控制的开关磁阻电机调速系统框图如图2所示。

图2：开关磁阻电机调速系统框图1、隶属函数与控制规则的确定考虑到电机转速偏差范围大及高精度的特点, 将偏差变量、偏差变化率及控制量的论域界均定为17个等级。

{-8,-7,-6, -5,-4,-3, -2,-1,0,1,2,3,4,5,6,7,8}将偏差变量、偏差变化率及控制量的模糊语言值均分为九档{负大,负中,负小,负很小,零,正很小,正小,正中,正大}{NB, NM, NS, NVS, ZO, PVS,PS,PM,PB}偏差变量、偏差变化率及控制量的模糊子集的隶属函数的形状均选为三角形如图3所示。

图3：均匀分布隶属函数图模糊控制器的控制规则是基于专家或操作者的经验得出，控制规则的生成方法有很多。

本文借鉴常规模糊控制器设计经验并根据系统阶跃信号的响应确定模糊控制规则表如表1所示：UENB NM NS NVS ZO PVS PS PM PBECNB PB PB PM PM PS PS PVS ZO ZO NM PB PM PM PS PS PVS PVS ZO ZO NS PM PM PS PS PVS PVS ZO NVS NVS NVS PM PS PS PVS PVS ZO NVS NVS NS ZO PS PS PVS PVS ZO NVS NVS NS NS PVS PS PVS PVS ZO NVS NVS NS NS NM PS PVS PVS ZO NVS NVS NS NS NM NM PM PVS ZO NVS NVS NS NS NM NM NB PB ZO NVS NVS NS NS NM NM NB NB 表1：改进的模糊控制规则表表中共有81条控制规则，其中一些规则可以合并, 但利用计算机进行推理计算这些规则就没有必要合并了。

模糊控制规则表征了变量之间的模糊关系, 由控制规则求出模糊关系矩阵R, 经过推理合成得到模糊控制向量。

系统采用加全平均法实现模糊判决求得精确量的控制表如表2所示。

表2：控制表2、量化因子的计算模糊PID控制器的输入分别是速度偏差e和速度偏差变换率de/dt, K1—速度偏差e 的量化因子, K2—速度偏差变化率dec/dt 的量化因子, K3—控制量的量化因子。

一般来说, K1、K2、K3分别由下面的公式确定。

123K =K =K =⎧⎪⎨⎪⎩量化论域值/偏差基本论域范围值量化论域值/偏差变化率基本论域范围值(1)基本论域范围值/量化论域值三、开关磁阻电机调速系统概述开关磁阻电机驱动系统主要由开关磁阻电机(SRM)、功率变换器、控制器、电流检测器和位置检测器组成，其组成结构如图4所示。

图4：开关磁阻电机驱动系统1、功率变换器功率变换器的作用是将电源提供的能量经适当转换后提供给SRM 。

由于SRM 绕组电流是单向的，使得其功率变换器主电路不仅结构较简单，而且相绕组与主开关器件是串联的，因而可预防短路故障。

SRM 的功率变换器主电路的结构形式与供电电压、电机相数以及主开关器件的种类等有关。

常见的功率变换器电路如5所示。

+-s U s C +1V 2V 3V 4V 5V 6V 1VD 2VD 3VD 4VD 5VD 6VD A B Ca I图5：不对称半桥型功率变换主电路图5为本系统所采用的不对称半桥型三相SRM 功率变换器主电路。

以A 相为例，每相有两个主开关管1V 和2V 及续流二极管1VD 和2VD 。

上下两只主开关管1V , 2V 同时导通时，电压加至A 相绕组两端，产生相电流a I ，此时电能转换为磁场能量;当1V 和2V 关断时，A 相绕组产生的反电势极性如图5示，绕组残余电流la 很快减小至零，绕组磁链迅速衰减;当1V 开通而 关断时，绕组残余电流I 。

经绕组～1VD -1V ～绕组形成回路，此时加在绕组上的电压为零电压，电流续流时间较长，绕组磁链衰减缓慢，无能量返还电源。

由于每相绕组有两个主开关管，故关断时可以采用同时关断两个主开关管的能量回馈方式，或者采用仅关断一个主开关管的无能量回馈方式，进而使控制方式更加灵活。

这种不对称半桥型线路具有如下的特点：(1)各主开关管的电压定额为US 。

(2)由于主开关管的电压定额与电动机绕组的电压定额近似相等，所以这种线路用足了主开关管的额定电压，有效的全部电源电压可用来控制相绕组电流。

(3)由于每相绕组接至各自的不对称半桥，在电路上，相与相之间是完全独立的，故这种结构对绕组相数没有任何限制。

(4)每相需要两个主开关管。

除了电动机绕组与每相开关串联，不存在上、下桥臂直通的故障隐患之外，很像三相异步PWM 逆变器电路。

综合考虑各种功率变换器的优缺点及使用场合，选择不对称半桥型功率变换主电路作为主供电电路，保证各相相互独立、控制灵活、系统容错性好，是开关磁阻电机控制系统中理想的功率变换器。

2、速度和位置反馈进行位置检测是SRM工作的一大特点。

它由中间开槽的光电传感元件及与SRM转子同轴安装、30度间隔的6齿槽转盘构成。

两个位置检测器相距15度安装，输出两路相位差15度的方波信号，分别进入控制器的两个捕获单元CAP1和CAP2。

当在捕获输入引脚上检测到一个转换时，定时器T2或T3的值被捕获并存储在相应的2级深度FIFO堆栈中。

在程序中，位置信号的上、下跳变均引起捕获操作，即每隔15度产生一次捕获操作，由此可以计算出电机运行的实际速度并得到转子位置信息。

3、电流检测为了实现电机低速运行下电流斩波控制与过流保护，必须对绕组中的电流进行检测。

本系统采用零磁通霍尔元件电流传感器来检测绕组电流A 将霍尔元件输出的小电流信号首先变换为电压信号，再经放大滤波后进入A/D转换通道。

电流斩波控制采用硬件方案实现，其电路如图6所示。

图6：电流斩波工作电路4、输出和功率驱动电路控制器的PWM发生电路可产生6路具有可编程死区和可变输出极性的PWM信号PWM1～PWM6,系统的PWM输出和功率驱动电路如图7所示。

图7：PWM输出和功率驱动电路当定时器T1计数值与全比较单元的比较单元值相同时，产生的状态匹配信号进入波形发生单元。

在该系统中，我们使用非对称PWM波形发生器，由其产生的PWM信号进入死区发生单元，死区宽度从0到102.4微秒可调。

考虑到所用功率器件IGBT的开通和关断时间，设定PWM波的死区时间为3.5微秒；系统中使用PWM1～PWM4作为功率驱动电路的控制输入。

功率驱动模块选用富士公司的EXB840，它的最高工作频率可达40KHZ，只需外部提供一个+20V单电源，内部自己产生-5V反偏压，并有短路保护及慢速关断功能。