反激辅助电源单板硬件设计计算书
反激开关电源计算表格
单位
jianjun8410
3.129
0.000
0.000
0.000
A
0.636
0.000
0.000
0.000
mm
1.006
0.000
0.000
0.000
mm
4
0.0
0.0
0.0
股
8
0.0
0.0
0.0
股
4
0
0
0
股
0.318
0.000
0.000
0.000
mm
0.364
0.000
0.000
0.000
mm
0.35
23
实取电感量LP
24
估计初级漏感L_LKG
二、关键元器件选择
MOS管芯片选择
25
BVDSS
26
PO(MOS)
27
BVDSS(选定)
28
PO(选定)
29
VDS(选定)
30
RDS(ON)(选定)
31
ILIMIT(选定)
32
BP
298.8 315.1
299
7.48
647.8 76.0 700 125 6.21
jianjun841 0
日期:
计算数据
单位
jianjun8410
nH/N2
79
Lg
0.310
mm
80
BM
0.210
T
81
BP
0.332
T
六、设定初级绕组的层数LP以及初级绕组圈数股数Pp
82
Dfm
0.182
mm
83
2012毕业设计任务书(36v,300W反激式开关电源设计)
课 题:
36V/300W反激式开关电源设计
专业
电气工程及其自动化
学生姓名
邓方宜
班级
BM电器081
学号
0851402134
指导教师
胡国文
专业系主任
顾春雷
发放日期
2012年2月12日
博雅学院
1.毕业设计(论文)任务的内容和要求（包括原始数据、技术要求、工作要求）
1)内容：
(1) 收集资料，比较各种变换器，说明反激式变换器的优点，确定课题方案；
5.5—5.22
撰写毕业设计说明书。
5.23—5.27
修改并完成整个设计说明书。
5.28—6.2
完成毕业设计资料、准备毕业设计答辩。
7.教师签字：制定日期：年月日
8. 审批：
专业系意见：
专业系主任（签字）
年月日
2）中文摘要一份（6000字以上，A4纸）；
3）完成英文资料翻译一份（3000字以上，16K或A4纸打印）。
5.参考文献
[1]《新型单片开关电源设计与应用技术》沙占友等编著，电子工业出版社，2004年10月。
[2] 《开关电源的原理与设计》张占松，蔡宣三编著，电子工业出版社，2004年9月。
[3] 《单片开关电源——应用电路-PCB布线》周志敏，周纪海，纪海华等编著，电子工业出版社，2004年9月。
(3)工作效率
输出效率：η≥80%。
4) 工作要求：
(1)设计36V/300W反激式开关电源原理框图；
(2)设计PCB线路板图；
(3)所设计的图纸的图形符号和文字符号应符合有关电气制图国家新标准。
2.图纸内容及张数
1）电路原理图1张；
小功率反激式开关电源设计与计算
小功率反激式开关电源设计与计算
一、原理分析 下图为一开关电源原理图
学习园地
220V 市电经开关、保险管、热敏电阻、共模抑制电感电容和差模抑制电容， 经桥式整流成脉动直流，经电解电容滤波，得到约 300V 直流电压，通过开关变 压器的初级加至开关管漏极（或集电极），这其中在保险管的后面接有压敏电阻， 可消除来自电网的超高瞬态尖峰脉冲干扰，如果市电电压异常升高，在一个不 太长的毫秒级时间内，压敏电阻阻值迅速降低至欧姆级，大电流熔断保险丝， 从而保护了后面的电路。在 220V 电路中，串有热敏电阻，该电阻在常温下约十 几欧姆，开机瞬间利用这一电阻有效减小冲击电流，保护线路、电源开关接点、 整流二极管。当电流稳定后，热敏电阻温度升高电阻下降即负温度系数，整机 正常工作。
8
肯普科技
i) 其它
Cin=3µF/W(85～265V AC) IP=IR/KRP
IP=
P0
+
VImin * Dmax *η
IR 2
2µF/W(195～265V AC)
IP=
2P0 VImin * Dmax *η(2 − KRP)
ISP=IP* N P NS
ISRMS=ISP*
(1
−
D max
)(
PO =0.032A η * V1min
c) IP=
I AVG
=0.15A
(1- 0.5KRP ) * Dmax
d) NP=
LP =210T ALG
e)
LP=
IP
2
*
K
106 PO RP (1- 0.5KRP
)
*
f
* Z(1-η) +η η
=6
反激式开关电源的设计计算
反激式开关电源的设计计算首先，需要明确设计参数：1. 输入电压（Vin）：反激式开关电源的输入电压一般为交流电网的标称电压，如220V或110V。
2. 输出电压（Vout）：反激式开关电源的输出电压需要满足目标设备的需求，例如5V、12V等。
3. 输出功率（Pout）：反激式开关电源的输出功率是根据目标设备的功率需求确定的，一般以瓦（W）为单位。
4. 开关频率（fsw）：反激式开关电源的开关频率一般在10kHz到100kHz之间，根据具体需求和性能要求确定。
设计步骤如下：1.计算电流和电压波形：根据输出功率和输出电压，可以计算出输出电流：Iout = Pout / Vout。
同时，可以根据输入和输出的电压波形关系，使用变压器的变比关系计算输入电流波形。
2.选择开关元件：根据开关频率和输出功率，可以选择合适的功率场效应管（MOSFET）作为开关元件。
选择时需要考虑开关速度、导通和截止损耗等因素。
3.选择变压器：根据输入和输出电压的变比，可以选择合适的变压器。
变压器的选择需要考虑输入输出功率、开关频率、能量传输效率等因素。
4.计算电感和电容：通过计算电流波形和电压波形的变化率，可以确定所需的输入和输出电感。
同时，通过计算输出电压的纹波和电流的纹波，可以选择合适的输出电容。
5.设计控制电路：根据输入和输出电压、开关频率以及开关元件的特性，设计合适的控制电路。
常见的控制方案有可变频率、可变占空比等，需要根据具体需求确定。
6.完善保护电路：7.电路仿真和优化：通过电路仿真软件可以对设计的开关电源进行仿真，并对效果进行优化，如进一步降低纹波、提高效率等。
以上是基于反激式开关电源的设计计算的基本步骤，实际设计中还需要考虑其他因素，如电源的稳定性、EMI（电磁干扰）等。
设计计算的具体细节和参数计算可以根据具体的需求和设备要求进行调整和优化。
反激辅助电源变压器设计
1、输入基本参数： Vin-min =150VDC, 2、输出基本参数： V01=+15V/0.3A,
Vin_max=450VDC,
Vin_nom=350VDC
V02=-15V/0.1A, V03=+7V/0.5A, V04=+7V/0.1A
额定输出功率 ≈10W,效率≈75%，输入功率≈15W 3、参数： 磁芯：EFD25，Ae≈55MM2,开关频率≈80KHZ,最大占空比 DMAX≈0.7 MOSFET:900V/4A, 二极管 US1K:800V/1A, TVS 二极管 250V 4、计算过程： 主反馈+15V， 取 NV0=150V，Vds_max=Vin_max(450V)+NVo(150V)+Vpp(100) 700V 匝比 N=10 取 Vin=Vin_nom=350V 时,变压器工作于临界连续模式,即: Vin_nom*Dnom*Ts=Nvo(1-Dnom)Ts Dnom=0.3 Vin=Vin_min=150V 时,变压器工作于连续模式,即 Vin_min*Dmax*Ts=Nvo(1-Dmax)Ts Dmax=0.5 根据临界连续模式能量完全传递,即: 1 Lp*Ip*fs=Po/0.75=Pin≈15W 2 Vin_nom*Dnom*Ts=Lp*Ip≈1312.5u Lp≈4.6mH, Ip≈0.285A Lp=4.0mH±10%,Ip=0.33A
① ②Βιβλιοθήκη 取根据连续模式能量传递方程,有: (
1 1 Lp*I2p.max- Lp*I2p.min)*fs=Pin≈15W 2 2
③
Vin.min*Dmax*Ts=Lp*△Ip=Lp*(Ip.max-Ip.min)≈937.5u Ip.max=0.3172A≈0.32A Ip.min=0.0828≈0.083A 根据:
一步一步精通单端反激式开关电源设计
一步一步精通单端反激式开关电源设计目录■系统应用需求 (3)■步骤1_确定应用需求 (3)■步骤2_根据应用需求选择反馈电路和偏置电压VB (4)■步骤3_确定最小和最大直流输入电压VMIN和VMAX，并基于输入电压和PO选择输入存储电容CIN的容量 (6)3.1、选择输入存储电容CIN的容量 (6)3.2、确定最小和最大直流输入电压VMIN和VMAX (8)■步骤4_输入整流桥的选择 (9)■步骤5_确定发射的输出电压VOR以及钳位稳压管电压VCLO (10)■步骤6_对应相应的工作模式及电流波形设定电流波形参数KP：当KP≤1时，KP=KRP;当KP≥1时，KP=KDP (14)■步骤7_根据VMIN和VOR确定DMAX (15)■步骤8_计算初级峰值电流IP、输入平均电流IAVG和初级RMS电流IRMS (16)■步骤9_基于AC输入电压，VO、PO以及效率选定MOS管芯片 (17)■步骤10_设定外部限流点降低的ILIMIT降低因数KI (17)■步骤11_通过IP和ILIMIT的比较验证MOS芯片选择的正确性 (17)■步骤12_计算功率开关管热阻选择散热片验证MOS芯片选择的正确性 (17)■步骤13_计算初级电感量LP (18)■步骤14_选择磁芯和骨架，再从磁芯和骨架的数据手册中得到AA，AA，AA，和BW的参考值 (18)■步骤15_设定初级绕组的层数L以及次级绕组圈数AA（可能需要经过迭代的过程） (24)■步骤16_计算次级绕组圈数AA以及偏置绕组圈数AA (25)■步骤17_确定初级绕组线径参数OD、DIA、AWG (25)■步骤18_步骤23-检查AA、AAA以及AA。
如果有必要可以通过改变L、AA或AA或磁芯/骨架的方法对其进行迭代，知道满足规定的范围 (25)■步骤24 –确认AA≤4200高斯。
如有必要，减小限流点降低因数AA (26)■步骤25 –计算次级峰值电流AAA (26)■步骤26 –计算次级RMS电流AAAAA (26)■步骤27 –确定次级绕组线径参数AA A、AAA A、AAA A (26)■步骤28 –确定输出电容的纹波电流AAAAAAA (27)■步骤29 –确定次级及偏置绕组的最大峰值反向电压AAAA,AAAA (27)■步骤30 –参照表8，基于VOR及输出类型选择初级钳位电路中使用的钳位稳压管以及阻断二极管 (27)■步骤31 –根据表9选择输出整流管 (28)■步骤32 –输出电容的选择 (28)■步骤33 –后级滤波器电感L和电容C的选择 (29)■步骤34 –从表10选择偏置绕组的整流管 (29)■步骤35 –偏置绕组电容的选择 (29)■步骤36 –控制极引脚电容及串联电阻的选择 (29)■步骤37 –根据图3、4、5及6中所示的参考反馈电路的类型，选用相应的反馈电路元件 (29)■步骤38 –环路动态补偿设计 (30)■系统应用需求交流输入最小电压：VACMIN，单位V交流输入最大电压：VACMAX，单位V交流输入电压频率：FL，单位HZ开关频率：FS，单位KHZ输出电压：Vo，单位V输出电流：IO，单位A电源效率：η负载调整率：SI损耗分配因子：Z空载功率损耗：P_NO_LOAD，单位MW输出纹波电压：VRIPPLE，单位MV■步骤1_确定应用需求●交流输入最小电压：VACMIN●●交流输入电压频率：FL50HZ或者60HZ，详见世界电网频率表。
Mathcad - 单端反激0
则EC1实际取值可以选定：
Cdc 68μF u d 本公式的来源为 P u i C u u C
2
充电比设定为： Dch 0.25
Vdcmin Vdcmax
dt
这里先设定12V输出ห้องสมุดไป่ตู้圈取
Np round ( Ns1 n 0 ) 46
计算的Np Npmin 满足要求
满载时，磁芯ΔB
ΔΒ
Lm Idspeak Np Ae
0.243 T Naa Vcc Vfa Vo1 Vf1 Ns1 7.849
计算辅助线圈匝数Vcc 19 V
6.选择合适的磁芯及计算初级线圈匝数
磁芯的大小通常根据经验来选择。一定的条件下，磁芯的体积决定了输出的功率大 可选择RM8
Ae 64mm
2 9 H
Bsat 0.3T
Al 3300 10
N
2
对于初级线圈有一最小值（对应饱和电流Iover、Bsat），一般各路输出都有一额定 输出过流值，此过流值时通过IC控制，因此变压器要能承受比该值更大的电流。 设定12V 过流为：
Lm Iover Bsat Ae
则初级最少匝数： Npmin ceil( Npmin0) 42
7.计算次级各路输出线圈的匝数
设定12V所用schotky的导通压降均为： Vf1 0.55V 自供电部分输出整流二极管都采用FR107
12V线圈匝比n Vro Vo1 Vf1 9.275 Ns1 5 Vfa 0.7V page 2
Vdcmin 116.399 V
对于700V的耐压MOSFET 考虑30%的漏感尖峰。可满足要求
反激式开关电源的电路设计与参数计算_陈建林.
2013年第09期反激式开关电源的电路设计与参数计算陈建林王冬剑刘江南(中国电子科技集团公司第三十六研究所浙江嘉兴314033Circuit Design and Parameter Calculation of Flyback Switching Power SupplyCHEN Jian-linWANG Dong-jianLIU Jiang-nan(The 36th Institute of China Electronics Technology Group Corporation,Jiaxing Zhejiang 314033,China【摘要】反激式开关电源以其简单、轻巧、实用等特性,在工程技术中得到广泛应用。
本文在简要介绍开关电源拓扑结构的基础上,详细分析脉冲变压器的参数设计和MOS 管的选型要求,同时介绍控制回路和吸收电路的参数计算,并对设计方案进行实验验证。
结果表明,所设计的反激式开关电源性能稳定、可靠性高。
【关键词】反激;开关电源;脉冲变压器;吸收电路ABSTRACT:Due to the characteristic of simple,legerity and utility,flyback switching power supply is widely used in engineering.This text firstly introduces the topology of switching power supply briefly,then analyses parameter design of pulse transformer and performance requirement of MOSFET in detail,parameter design of control and absorber circuit are also introduced.Experiment results indicate that flyback switching power supply designed in this text is stable and reliable.Keywords:Flyback;Switching Power Supply;Pulse Transformer;Absorber Circuit 引言开关电源具有效率高、体积小、重量轻等特点,成为稳压电源的重要发展方向之一,获得日益广泛的应用。
反激的计算书
Lp
32 10 6
底图总号
拟制 日期 签名 审 核
格式4
标准化 批准
描图:
设计计算书
更改标记 数量 更改单号 签 名 日 期 等级标记 第 1 张 共 3 张
幅面:4
适合以下 产品型号
SFC48S20-20W
校验 B：
因原边电感量大于临界值，实际工作于不完全能量传递状态，即电流连续状态
Ipk2
反算：
描图:
第3 张 幅面:4
适合以下 一. 变压器
产品型号
磁材 3F3 /FEY12.8
Ae=11.4mm2 AL=950 nH/N2 Bs=4000GS
SFC48S20-20W
设 f=330kHz T=3μS Dmax =0.5 △B=2000GS ton(max)=1.5μS
Vin(min)=36V Po=20W
Io=1A η=86%
文件名
计算书.DOC
副边匝数：
Ns1=14T，Ns2=14T; Ф0.18mm,各 2 股; 平均电流密度 9.8A/mm2
供电绕组匝数： Nf=9T
Ф0.10mm× 2 股
电感量：
32μH
旧底图总号 此时气隙 lg r Np 2 Ae 4 10 7 24 2 11.4 10 6 2577 10 7 0.25mm
24.5H
(3) 初级圈数 Np
Np Vi ton 361.5 23.7T B Ae 0.211.4
(4)气隙 lg
; 取 Np=24T
lg
r
Np 2 Lp
Ae
4
107 242 11.4 10 6 24.5 106
3346
10 7
uc3842反激式开关电源环路补偿计算书
UC3842反激式开关电源环路补偿计算书一、介绍1.1 UC3842简介UC3842是一款具有反激式开关电源功能的控制IC，它被广泛应用于交换电源、逆变器和其他开关电源中。
UC3842具有工作频率可调的特点，典型应用中通常工作在50kHz至500kHz的范围内。
它内部集成有高压开关管，用于控制开关管的导通和关断，从而实现输出电压的稳定控制。
1.2 反激式开关电源环路补偿的重要性反激式开关电源的环路补偿是影响其稳定性和性能的关键因素之一。
正确的环路补偿设计可以有效地提高电源的动态响应和稳态精度，在保证系统稳定性的还能够提高系统的动态性能和抗干扰能力。
进行反激式开关电源环路补偿的计算十分重要。
二、环路补偿计算2.1 反激式开关电源的环路补偿原理反激式开关电源的环路补偿主要通过在控制回路中引入补偿网络来实现。
在设计中需要考虑控制回路的开环增益、相位裕度、带宽等参数，以及输出环路特性和负载特性等因素。
通常使用频率补偿网络和振荡器来实现环路补偿。
2.2 环路补偿计算步骤进行环路补偿计算时，需要依次进行以下步骤：步骤一：根据设计要求确定系统的带宽和相位裕度。
步骤二：选择合适的频率补偿网络和振荡器。
步骤三：计算补偿网络的元件参数。
步骤四：进行仿真验证和实际电路测试。
三、计算实例3.1 设计要求假设需要设计一个输出电压为12V、输出电流为2A的反激式开关电源，工作频率为100kHz。
系统要求带anWh (abolt-Var) 。
宽3dB，相位裕度为45°。
现进行环路补偿的计算和元件选择。
3.2 计算过程步骤一：根据设计要求计算系统的带宽和相位裕度。
设计带宽=100kHz，相位裕度=45°。
步骤二：选择频率补偿网络和振荡器。
选择一个合适的频率补偿网络和振荡器，比如R-C振荡器和阻容型频率补偿网络。
步骤三：计算补偿网络的元件参数。
根据选择的频率补偿网络，计算出所需的元件参数。
步骤四：进行仿真验证和实际电路测试。
辅助电源设计计算书
根据辅助电源规格书要求，确定以下设计计算必须的条件：
1、输入电压范围，是否需要输入过欠压保护。
2、输出路数、各路电压整定值及其波动范围、各路输出额定电流及最小固定负载。
3、辅助电源工作的环境条件（主要为工作温度范围）。
4、是否规定了辅助电源开关频率。
5、对辅助电源的成本和面积（体积）要求。
根据上述已知条件，进行如下工作和计算：
对于单独输入的辅助电源，针对ESD、SURGE、EFT要求，应在输入端口处应设计一放电电阻和电解电容，放电电阻设计时应注意对应电阻型号所能承受的最大电压、瞬时功率及放电速率能否满足要求。电容电解主要是针对SURGE和EFT设计，从目前监控EMC实际试验结果来看，1KV及以内的SURGE采用相应电压档的22uF或47uF的电解电容就能承受住。采用瞬态抑制二极管或压敏电阻方式也可以防一定水平的SURGE，但其性价比及可靠性远不及电解电容。
1、拓朴选取。
在一次电源辅助电源中，根据简单可靠、低成本、电路成熟度等方面考虑，建议选取反激式电路拓朴。
在确定选取反激式电路拓朴后，根据输入电压范围、输出功率大小、面积（体积）要求、工作温度范围、成本等因素综合考虑，选取采用断续工作模式还是连续工作模式；选取PWM芯片；如未给出开关频率的，要确定开关频率；同时根据所选取的PWM芯片、电路工作模式和需求确定最大占空比。
5.4 EMC
对于辅助电源来讲，EMC也是其重要的组成部分，特别是像监控辅助电源是单独输入的，就必须有完整的EMC输入滤波网络；对于有输出外接的或间接外接可能对EMC造成影响的相应路输出，也应有一定的EMC网络对输出进行处理。而对于AC/DC或DC/DC模块，因其辅助电源输入点一般均接在主电路的输入EMC滤波网络之后，故不用单独为辅助电源进行输入EMC滤波网络设计，只需对电路关键点进行处理，同时对有EMC要求的特殊输出路进行处理就可。
反激式开关电源的设计计算
反激式开关电源的设计计算一、反激式开关电源变换器：也称Flyback变换器，是将Buck/Boost变换器的电感变为变压器得到的，因为电路简洁，所用元器件少，成本低，是隔离式变换器中最常用的一种，在100W以下AC-DC变换中普遍使用，特别适合在多输出场合。
其中隔离变压器实际上是耦合电感，注意同名端的接法，原边绕组和副边绕组要紧密耦合，而且用普通导磁材料铁芯时必须有气隙，以保证在最大负载电流时铁芯不饱和。
二、AC-DC变换器的功能框图：交流220V电压经过整流滤波后变成直流电压V1，再由功率开关管（双极型或MOSFET）斩波、高频变压器T降压，得到高频矩形波电压，最后通过整流滤波器D、C2，获得所需要的直流输出电压V o。
脉宽调制控制器是其核心，它能产生频率固定而脉冲宽度可调的驱动信号，控制功率开关管的通断状态，来调节输出电压的高低，达到稳压目的；锯齿波发生器提供时钟信号；利用误差放大器和比较器构成闭环调节系统。
三、设计步骤：1.基本参数：交流输入电压最小值Umin交流输入电压最大值Umax电网频率Fa：50Hz或60Hz开关频率f：大于20kHz，常用50kHz～200kHz输出电压V o输出功率Po损耗分配系数Z ：代表次级损耗与总损耗的比值，一般取0.5电源效率k ：一般取75～85%。
低电压（5V 以下）输出时，效率可取75%，高压（12V 以上）输出，效率可取85%；中等电压（5V 到12V 之间）输出，可选80%。
2. 确定输入滤波电容Cin ：对于宽范围交流输入（85～265Vac ），C1/Po 的比例系数取2～3，即每输出1W 功率，对应3uF 电容量 对于100V/115V 交流固定输入，C1/Po 的比例系数取2～3，即每输出1W 功率，对应3uF 电容量 对于230V ±35V 交流固定输入，C1/Po 的比例系数取1，即每输出1W 功率，对应1uF 电容量若采用100V/115V 交流倍压输入方式，需两只容量相同的电容串联，此时C1/Po 的比例系数取23. 直流输入电压最小值Vimin 的计算：in C a O i kC t F P u V ⎟⎟⎠⎞⎜⎜⎝⎛−−=21222min min 其中：tc 为整流桥的响应时间，一般为3ms也可以由要求的直流输入电压最小值Vimin 来反推需要的输入滤波电容Cin 的精确值：)2(2122min 2min i C a O in V u k t F P C −⎟⎟⎠⎞⎜⎜⎝⎛−= 4. 确定初级感应电压Vor ：对于宽范围交流输入（85～265Vac ），初级感应电压V or 取135V对于100V/115V 交流固定输入，初级感应电压V or 取60V对于230V ±35V 交流固定输入，初级感应电压V or 取135V5. 确定钳位二极管反向击穿电压Vb ：高温大电流下二极管钳位电压要高于标称值，所以选用TVS 钳位电压Vb=1.5V or对于宽范围交流输入（85～265Vac ），钳位二极管反向击穿电压Vb 取200V对于100V/115V 交流固定输入，钳位二极管反向击穿电压Vb 取90V对于230V ±35V 交流固定输入，钳位二极管反向击穿电压Vb 取200V当功率开关管关断而次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级上，感应电压V or 就与Vi 叠加后加到开关管漏极上，与此同时初级漏感也释放能量，并在开关管漏极上产生尖峰电压VL 。
(完整版)反激式开关电源的设计方法
1 设计步骤:1.1 产品规格书制作1.2 设计线路图、零件选用.1.3 PCB Layout.1.4 变压器、电感等计算.1.5 设计验证.2 设计流程介绍:2.1 产品规格书制作依据客户的要求，制作产品规格书。
做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。
2.2 设计线路图、零件选用。
2.3 PCB Layout.外形尺寸、接口定义，散热方式等。
2.4 变压器、电感等计算.变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的，2.4.1 决定变压器的材质及尺寸:依据变压器计算公式Gauss x NpxAeLpxIp B 100(max ) ➢ B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)➢ Lp = 一次侧电感值(uH)➢ Ip = 一次侧峰值电流(A)➢ Np = 一次侧(主线圈)圈数➢ Ae = 铁心截面积(cm 2)➢B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK FerriteCore PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以做较大瓦数的Power 。
2.4.2 决定一次侧滤波电容:滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。
2.4.3 决定变压器线径及线数:变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率，散热条件，工作环境温度等选择。
当变压器决定后，变压器的Bobbin 即可决定，依据Bobbin 的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm 2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温升记录为准。
通信电源适配器80W反激电源设计方案1基本参数输入电压范围Vin
通信电源适配器80W反激电源设计方案1.基本参数输入电压范围：Vin=85-265Vac 43-60HZ额定输出功率: Po=80W开关频率:fsw=75KHz输出电压：Vo=24Vdc输出电流：Io=3.4ADC/DC效率: η=80%运行方式：Io时CCM 0.25Io进入DCM2.高频变压器设计（设计的是工作于CCM和DCM模式的电路,应该考虑两个点,一个是满载时点Io;另一个是CCM与DCM临界点即Io=0.25Io）(1)求磁芯Ap= Aw*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)其中Pt = Po /η+Po; 传递功率Pin= Po /η;直流变换器输入功率△B = 0.6 * (390 - 60) = 0.2 TJ为电流密度(A/CM2)取（300~500）KU为绕组系数取0.2~0.5选用PC40材质磁芯PQ3220(参数可查表)(2) 匝比反激电路高频变压器最恶劣工况发生在输入电压最小时(即占空比最大时)及输出满载时。
设此时占空比为0.45由n=(Vinmin/Vd+Vo)*(Dmax/1-Dmax)设输入电压纹波为20V输入Vinmin=85-20=100V则n=100*0.45/(24+1)*0.55=3.27我们取整数3则得Dmax=0.43(3)计算Lp和Ls临界点负载电流为0.85A，得此时变压器副边电流峰值ISPK=2*0.85/(1-0.43)=2.98A由电感电压方程(Vo+Vd)(1-Dmax)/fΔI=L 由临界点可得ΔI=ISPK ,L=Ls =64uH由ls/lp=1/n2得Lp=576uH当负载输出电流额定值Io=3.4A时变压器工作于CCM模式，负载电流由临界点到最大值增加了2.55A 这期间副边电流交流分量不会发生变化。
则可求出变压器副边电流直流分量的增量为Io/1-Dmax=ΔIs=4.47A则可得负载输出电流从临界点至额定值时，副边电流峰值由2.98A增加为2.98A+4.47A=7.45A 则原边峰值电流为7.45A*1/3=2.48A(4)Np 和NsNP=lppkl/ΔBmaxAe=42.014则NP=42 Ns=14(5) 每匝伏特数为(Vo+Vd)/Ns=1.8故辅助绕组需要(Vcc+Vd)/1.8=9.4取10匝(6)气隙lg=Np2*μo*Ae/lp得lg=42*42*4*3.14*10-7*170/0.576=0.7mm(7)估算线径1.Dwp(原边线径)Awp=Iprms/J =0.4mm2Iprms= Po /η/Vinmin =Pin/ Vinmin =1A J取5A/mm2 取Dp=0.5mm2.Dws(副边线径)Aws=Io/J=3.4/5=0.68mm2 取Ds=0.9mm取线径不大于0.4mm 则采用5匝直径为0.4mm的线并绕3.Dwvcc(绕组线径)Awvcc=Iv/J=0.01/5=0.002mm2 则Dvcc=0.05mm取0.2mm(或者取0.1mm)4.估算铜窗占有率0.75Aw>NpRpAwp+NsRsAws+NvccRvccAwvcc=56.18(Rp Rs Rvcc为并绕的层数)0.75*77.9=58.425>56.185.求各绕组长度PQ3220骨架平均匝长为5.024cm则LNp=42*5.024=211.008cmLNs=14*5.024=70.336cmLNvcc=9*5.024=45.216cm6求各导线直流电阻和交流电阻100度(查表)D0.4mm Rdc=0.145欧姆/m 20度0.20342欧姆/m 100度D0.5mm Rdc=0.09143欧姆/m 20度0.128002欧姆/m 100度D0.16mmRdc=0.9695欧姆/m 20度 1.3573欧姆/m 100度R100=1.4R20原边Rpdc==0.3欧姆Rpac=1.6Rpdc=0.48欧姆副边Rsdc=0.01欧姆Rpac=1.6Rpdc=0.016欧姆7.求副边各电流满载时副边电流直流分量（恒定直流量）Isavg=Io/1-Dmax=5.96A满载时副边电流直流分量（恒定直流量）有效值Isdcrms=sqrt(1-Dmax)Isavg=4.499A满载时副边电流交流分量有效值Isacrms=sqrt(Isavg2-Io2)=4.895A8 求原边各电流由Np*Ip=Ns*Is满载时原边电流直流分量（恒定直流量）Ipavg=5.96/3=1.99A满载时原边电流直流分量（恒定直流量）有效值Ipdcrms=Dmax*Ipavg=0.85A满载时原边电流交流分量有效值Ipacrms=sqrtDmax*Ipavg=1.3A9 求原副边交直流损耗副边直流损：Isdcrms2*=0.2W交流损：4.895*4.895*0.016=0.38W原边直流损：0.85*0.85*0.3=0.2W交流损：1.3*1.3*0.247=0.8WVcc绕组忽略其损耗10.求线圈总损耗1.5W11.求铁损PQ3230之Ve=9.435cm3 PC40ΔB=0.2T时Pv=0.025W/cm3则Pfe=0.236W12.总损耗1.7W13温升根据经验公式为23.5P/sqrt(Ap)=29度3.开关管选择开关管有效值电流输入电压最小时，输出满载时达到最大Idrms=Ipdcrms+Ipacrms=2.15A.反射电压为（24+1）*3=75V 输入电压最大370V。
反激电源计算表格
反激电源计算表格反激电源（Flyback Converter）是一种常用的开关电源拓扑结构，它利用变压器存储能量并在开关管关闭时释放给负载。
设计反激电源时，需要计算多个参数以确保电源的稳定性和性能。
以下是一个简化的反激电源设计计算表格，包含了一些关键参数的计算：反激电源设计计算表格1. 输入参数•输入电压范围(Vin_min, Vin_max): _______ V 至_______ V•输出电压(Vout): _______ V•输出电流(Iout): _______ A•开关频率(fsw): _______ kHz•效率目标(η): _______ %2. 变压器参数•变压器匝数比(N): _______ (由输出电压和输入电压计算得出)•初级电感(Lp): _______ μH•漏感(Llk): _______ μH (估算或测量得出)3. 开关管参数•最大漏源电压(Vds_max): _______ V•最大漏极电流(Id_max): _______ A•导通电阻(Rds_on): _______ Ω4. 整流二极管参数•最大反向电压(Vr_max): _______ V•平均正向电流(If_avg): _______ A•正向压降(Vf): _______ V5. 输出电容参数•电容值(Cout): _______ μF•电容耐压(Vcap_rating): _______ V6. 关键波形参数•最大占空比(Dmax): _______•反射电压(Vr): _______ V•初级峰值电流(Ip_peak): _______ A7. 性能计算•输入功率(Pin): _______ W•输出功率(Pout): _______ W•实际效率(η_actual): _______ %计算方法简要说明：1.变压器匝数比(N): N = (Vout + Vf) / (Vin_min * Dmax)2.初级电感(Lp): Lp = (Vout + Vf) * Dmax / (fsw * Ip_peak)3.最大占空比(Dmax): 根据输入电压范围和输出电压计算得出，通常为了保证在最低输入电压时仍能提供足够的输出电压。
辅助电源单板硬件详细设计
辅助电源单板硬件详细设计项目名称：___Paradigm______项目编号：___________ 审核(项目经理)：__________日期：__________ 批准(开发经理)：__________日期：__________更改信息登记表单板设计项目总目录(没有涉及的部分就不出现)摘要：（简述本单板对应的整机及在整机中的作用）辅助电源为一反激式DC/DC变换器，为整机提供工作电源。
关键词：辅助电源、反激变换UHW241M5单板原理图项目名称:______________ 项目编号______________ 拟制：------------------------日期：-------------------- ------------------------日期：--------------------有电都可以保证辅助电源的正常工作。
三处的取电在EMI 转接板上进行了综合，然后接到辅助电源的输入。
正常时接入的直流电压大约为400V 左右，400V 左右的直流电压经过隔离变换，得到所需的+24V 、+15V 、-15V 输出。
其中，+24V 的输出和其它路的输出是相互隔离的。
故障检测部分对输出电压进行了实时的检测，及时的故障上报，保证了系统的安全性。
主路输入母线输入旁路输入综合隔离变换+DC -DC故障检测POW-FAUL+24V -15V +15VEMI 转接板3. 电气原理图（注意：本电路图参数必须与电路设计计算书和热设计计算书一致）辅助电源单板设计计算书项目名称：_____________ 项目编号:_____________ 拟制：------------------------日期：-------------------- ------------------------日期：--------------------辅助电源单板PCB布局及工艺方案项目名称：_________________ 项目编码：________拟制：___________________日期：__________ 审核：___________________日期：__________1 引用标准和资料TS-S0E0299001 PCB设计工艺规范2 一般要求2.1 满足电气性能要求。
- 1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
- 2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
- 3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。
辅助电源单板硬件详细设计项目名称：NXm150KVAUPS项目编号：7704929_____ 审核(项目经理)：__________日期：__________ 批准(开发经理)：__________日期：__________更改信息登记表单板设计项目总目录(没有涉及的部分就不出现)摘要：（简述本单板对应的整机及在整机中的作用）辅助电源为一反激式DC/DC变换器，为整机提供工作电源。
关键词：辅助电源、反激变换UHRF3S67M3单板原理图项目名称：NXm150KVAUPS项目编号：7704929_____ 拟制：------------------------日期：-------------------- 审核：------------------------日期：--------------------辅助电源共有2级变换，均为反激变换器，前级取电自机器母线电压，输出24V供给驱动板、风扇调速电路、监控板。
后级变换器的输入为前级变换器输出的+24V，输出＋15V、-15V供给检测板、DSP板，由于采用了＋24VBUS母线，当单块辅助电源板的前级没有输入时，后级变换器能够从+24 BUS上取电，从而产生＋15V、—15V供给本机的检测板及DSP板工作。
3.电路原理图辅助电源单板设计计算书项目名称：NXm150KVAUPS 项目编号：7704929_____ 拟制：------------------------日期：-------------------- 审核：------------------------日期：--------------------关键词：反激变换器摘 要： 一、设计遵从的规范、标准或依据□ Rank Mount 规格书□ Rank Mount 总体设计方案 □ S0A03<器件选用规范>二、单板技术条件( 即本功能电路的设计指标，输入条件，输出条件，实现的主要目的) 电路设计指标： 工作频率：120K Hz电路拓扑结构采用两级反激式变换器，以较低的成本实现多路输出，工作方式随负载条件变化。
输出电压等级：+24V/+15V/-15V （1）输入电压范围：直流：120VDC ~500VDC （2）功率需求： 额定功率：三、电路原理介绍前级变换借用了一次电源的设计方案，将正负母线两个输入绕组耦合在一个变压器上，通过变压器的耦合效果实现正负母线电压平衡的效果。
具体分析如下。
-BUS D1N1、N2两个绕组匝数相等，同名端如图所示。
因此两绕组两端感应电压始终大小相等、方向相同。
当输入正母线电压V+>V-时，N2绕组感应出的电压使得N2绕组向负母线进行充电，提升负母线电压水平，从而达到使正负母线电压达到平衡，当V ＋<V-时也是同样的道理。
四、计算说明书设定最低工作电压为90V ，但是此电压水平下系统仅需提供25W+5W+25W ＝55W 的功率，供给监控板、检测板及控制板。
考虑裕量，以90V 时输出功率60W 计算。
但是后级变换器输出功率保持不变。
1. 后变换器的变压器计算及功率器件选择 （1）磁芯的选择：后级变换器工作频率f ＝120k,设变压器绕组电流密度2/500cm A J =，窗口利用系数 3.0=o k （考虑到采用EER 磁性具有较大的窗口面积），则所选变压器窗口面积与有效截面积乘积44433310331.01.010*******.075.010000304.1100004.1mm cm cm B Jf k P A A o o e w ==⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯=∆⨯=η 对照磁芯规格书，选择EE25磁芯，其28.44mm A e =，24.79mm A w =，412.35574.798.44mm A A w e =⨯=设定最大占空比D ＝0.4，初级绕组匝数 1210120108.4415.04.02436=⨯⨯⨯⨯⨯=∆=-e on in P BA t U N （匝）取Np=12匝副边匝数()=⨯-⨯⨯=-=4.024)4.01(12161D V D N Vo N in P S 12（匝）考虑到后级变换器输入电压的波动和最大占空比的限制，适当增加后级绕组匝数，取Ns ＝14匝。
（2）电感L 的确定由于设定B ∆＝0.15，由Ip 、I ∆与Bm 、B ∆的对应关系，设定Ip ＝2I ∆ 输入平均电流Iav ＝Pin/Uin=1.67A,Pin=40W.I ∆ =DIav•32=2.78A L=31012078.24.024⨯⨯⨯=•∆•=∆•f I D Uin I Ton Uin =28.7(uH) 为防止变压器饱和，适当减小L ，取L ＝25uH 。
（3）线径的计算考虑到辅助电源处于弱风冷状态，绕组电流密度取为J ＝4.5A/mm 2， 开关频率f ＝120KHz ，100o C 时，导线穿透深度为mm cm cm f h 22.01200006.76.7===∆a ．原边输入电流有效值)(64.24.067.11A D Iav I rms === 原边绕组截面积S1＝)(59.05.464.221mm J I rms ==考虑到集肤深度，选用0.4mm 的漆包线5股并绕b ．+15V 输出绕组电流平均值I 2av ＝A 33.11520=，有效值为 I 2rms ＝)(72.14.0133.112A D I av =-=- 需要导线的截面积为S2＝)(382.05.472.122mm J I rms ==选用0.4mm 的漆包线4股并绕。
C ．同以上计算，对-15V 绕组采用0.4mm 的漆包线2股并绕。
（2）主功率器件的选择及损耗计算后级变换器的输入电压为24V ，拓扑为反激，结合输入电流的大小，在公司器件库中选择IRF530N 作为原边的MOS 管，其导通电阻只有0.11欧姆，导通损耗较小。
选择100V 、20A 肖特基管STPS20100CT 作为两路输出整流二极管。
原边mos 管的导通损耗：Pon ＝W W R I on rms 77.011.064.222=⨯=开关损耗Psw ＝W f Ipt Vfb Vin f 11.010*********.5)1524(61)(6139=⨯⨯⨯⨯⨯+⨯=+-Pmos ＝Pon+Psw=0.88W+15V 输出整流二极管损耗Prec ＝VI ＝0.85*1.3＝1.105W -15V 输出整流二极管损耗为0.57W2. 前级变换器变压器的设计及功率器件的选择因为低压工作条件更严酷，按低压工况设计变压器。
（1）磁芯的选择：前级变换器工作频率f ＝120k,设变压器绕组电流密度2/500cm A J =，窗口利用系数 3.0=o k （考虑到采用EER 磁性具有较大的窗口面积），则所选变压器窗口面积与有效截面积乘积4443148954895.11.010*******.075.010*******.1100004.1mmcm cm B Jf k P A A o o e w ==⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯=∆⨯=η对照磁芯规格书，选择EER40磁芯，其2149mm A e =，2249mm A w =，437101249149mm A A w e =⨯=设定低压120V 时最大占空比D ＝0.4，则高压450V 输入时的占空比为0.15，则初级绕组匝数2.25101201014915.015.045036=⨯⨯⨯⨯⨯=∆=-e on in P BA t U N （匝）取Np=26匝副边匝数()=⨯-⨯⨯=-=15.0450)15.01(26251D V D N Vo N in P S 8.2（匝）取Ns ＝8匝（2）电感L 的确定由于设定B ∆＝0.15，由Ip 、I ∆与Bm 、B ∆的对应关系，设定Ip ＝2I ∆ 输入平均电流Iav ＝Pin/Uin=240/450＝0.533AIavIpI∆I ∆ =A D Iav 37.215.0533.03232=•=•L=31012037.215.0450⨯⨯⨯=•∆•=∆•f I D Uin I Ton Uin =237.3(uH) 取L ＝250uH 。
（3）线径的计算考虑到辅助电源处于弱风冷状态，绕组电流密度取为J ＝4.5A/mm 2， 开关频率f ＝120KHz ，100o C 时，导线穿透深度为mm cm cm f h 22.01200006.76.7===∆a ．原边输入电流有效值)(38.115.0533.015.01A Iav I rms ===原边绕组截面积S1＝)(31.05.438.121mm J I rms ==考虑到集肤深度，选用0.3mm 的漆包线4股并绕b ．+24V 输出绕组电流平均值I 2av ＝A 5.724180=，有效值为I 2rms ＝)(13.815.015.712A D I av =-=- 需要导线的截面积为S2＝)(81.15.413.822mm J I rms ==选用0.4mm 的漆包线18股并绕。
（2）主功率器件的选择及损耗计算前级变换器的最高输入电压为450V ，拓扑为反激，结合输入电流的大小，在公司器件库中可供选择的器件较少，暂时选择15060092 作为原边的MOS 管，其导通电阻只有0.11欧姆，导通损耗较小。
选择100V 、20A 肖特基管STPS20100CT 作为两路输出整流二极管。
原边mos 管的导通损耗：Pon ＝W W R I on rms 77.011.064.222=⨯=开关损耗Psw ＝W f Ipt Vfb Vin f 11.010*********.5)1524(61)(6139=⨯⨯⨯⨯⨯+⨯=+-Pmos ＝Pon+Psw=0.88W+15V 输出整流二极管损耗Prec ＝VI ＝0.85*1.3＝1.105W -15V 输出整流二极管损耗为0.57W3 器件应力计算与器件选择电路器件的选择原则：在可以接受的范围内，尽可能的选择公司已有器件。
3.1 输入滤波电容为保证输出稳压精度，并考虑电容的耐压值，用两个1uF/630V 电容分别并在±BUS 与N 线之间。
考虑损耗以及安规问题，平衡电阻选用三个200k/2W 电阻并联再与6.8K/1W 电阻串联，单只电阻功耗为在要求的范围之内，满足降额要求。
3.2 主开关管开关应力双开关双反激电路单管承受的最高电压为母线电压加上续流二极管正向恢复电压：V V V V V V LP in dQ 52020500max 1=+=+=式中V LP 为续流二极管正向恢复的电压尖峰。
选用MOSFET 单管IXFH12N90，额定参数为12A/900V ， 在结温为100℃时承受的最大连续电流值不小于5A 。