17 他激ZVS-RCC式零电压软开关开关电源充电器的研究与实践1115300605

他激ZVS-RCC式零电压软开关开关电源充电器的研究与实践关键词：自激振荡，无源、无辅助开关准谐振，零电压开关（ZVS），PWM自适应同步，分布电容电流尖刺消除。

一、小功率AC/DC开关电源的技术现状：
现有离线式小功率AC/DC开关电源从线路结构形式来分类大致有正激式、反激式、半桥式等等几种；按驱动结构分类大致有自激式、它激式；按控制结构分类大致有PWM 控制、PFM控制。

AC/DC开关电源从核心技术上讲主要是控制方式。

PWM控制方式制作的开关电源是当今开关电源方式制作的主流。

由于PWM控制方式控制特性好，控制电路较简单，控制频率固定，成本低，在小功率开关电源中应用广泛。

但随着对开关电源的高功率密度，高可靠性、低成本要求的市场需求，对硬开关PWM 控制电路提出了挑战。

由于主开关器件结电容，变压器及线路板的分布电容的不可避免。

硬开关PWM控制电路暴露出了主开关器件随功率增大、频率进一步提高损耗会明显增大的缺点，表现为主开关器件温升高，影响了开关电源的可靠性，且变换效率无法再进一步提高。

常规（非正向式）硬开关PWM控制线路的主开关电压、电流波形（图1）及功耗分析：
由以上V/I波形可以看到，两种电路的波形有一个共同的特点：在主开关开通（T on）时，都有一电流上冲尖刺，并且尖刺电流与主开关电压波形明显重叠。

在主开关关断（T off）时，主开关电压和电流波形明显重叠。

正是由于这种重叠的存在，使主开关的动态损耗在电流大及频率高时更加严重。

如果用一个MOSFET作主开关，这个MOSFET的C oss为300P，变压器及线路板的分布电容为100P，Cr总共为400P，假设频率f=100KHz。

由线路原理可知，MOSFET在开通时的电压（即Cr上的电压）为
V f=V in+V clam
V clam=N·(V out+V d+V tsr),
V f：MOSFET漏极上的回扫电压，
V in：电源的DC输入电压，
N：变压器初次级匝比，
V out：输出DC电压，
V d：输出整流二极管上的压降，
V tsr：变压器次级绕组上内阻引起的压降，
得到：V f=V in+ N·(V out+V d+V tsr)
假设有一回扫线路
V f= V in+N·(V out+V d+V tsr)=310+10×(12+1+0.2)=442(V),
V cr=V f=442V,
MOSFET开通（Ton）时Cr电容的损耗可用下式计算：
P cr=（C r·V cr2·f）/2
代入计算：P cr= (400×10-12×4422×100×103 )/2
=7.81456/2=3.90728(w)≈4W。

由以上计算可知，MOSFET主开关输出电容Coss，及变压器、线路板的分布电容全部等效为C r在MOSFET主开关内要消耗4W左右（不包括MOSFET主开关关断时的消耗，及MOSFET导通电阻所引起的消耗）。

由RCC式线路原理可知，自激RCC式电路也工作在初级电感能量释放完状态，MOSFET在开通时的电压（即Cr上的电压）因自激条件需要为恒定V f=V in。

仍根据以上条件可计算出MOSFET开通时Cr电容的损耗为：
P cr= (400×10-12×3102×100×103 )/2=1.922(w)。

回扫式及他激RCC式电路如果工作在初级电感能量释放完的状态，MOSFET在开通时的电压（即C r上的电压）在不同负载条件下是不同的，P cr损耗的大小由于负载的轻重不能确定而无法预知，所以不能保证低的P cr功耗。

有朋友在做充电器时，可能会遇到，在输出电压的某一段时感觉MOSFET的温升还可以、但在另一电压段时MOSFET的温升很高而无从着手。

由于C r 电容的T on 的功耗的存在，在PWM 电路中尽量减小Cr ，但这会造成在T off 时的电流与电压严重重叠，增加T off 时的开关损耗。

所以在PWM 电路中只有兼顾T on 、T off 时的总损耗而无法降低主开关损耗。

另外，开关变压器的漏感也是不可避免，在PWM 电路中需要加吸收回路，漏感的储能无法再利用，使常规的PWM 电路的效率不可能做得很高。

零电压准谐振软开关是准对上述PWM 的缺点在80年代中期提出的，是开关电源发展的方向。

在国内已有移相全桥零电压准谐振软开关电路实用化。

在小功率开关电源（反激式）领域也有加辅助开关实现零电压准谐振软开关的报道。

但线路较复杂，对控制线路的时序要求很高，成本较高。

最近，国外也有最新零电压准谐振软开关PWM 控制芯片问世。

但成本较高。

鉴于上述原因，本人设计了冲击线圈式零电压软开关（ZVS-RCC ）开关电源充电器，输出功率100W ，并已实用化。

经实验证实，效率与同输出功率常规PWM 电路提高约8%。

主开关的发热量很小。

实测得到的主开关电压、电流波形见（图2）：
从图二波形可以看到，主开关在电压过
零时开通，彻底消除了Ton 时流入主开关的 电流尖刺，由于主开关零电压时开通，故在 主开关的两端可并接谐振电容，这样在开关 关断Toff 时电压电流重叠明显减少。

大大 降低了主开关的动态损耗，
本人开发的100W 充电器实验证实，提 高的8%效率，极大部分是降低主开关损耗 得来的。

以下是对冲击线圈式零电压软开关（ZVS-RCC ）开关电源充电器（图三）设计的详细介绍：
（图三）冲击线圈式零电压软开关（ZVS-RCC ）开关电源充电器电路图
零电压准谐振开关电源设计：
输入电压：V in（DC电压）
输入总功率:P in
输出电压：V out（DC电压）
输出电流：I out
输出总功率:P out
变压器次级电压：V tout
输出整流二极管压降：V d
变压器次级线阻压降：V tsr
变压器的匝比：N
变压器输入总功率：P tin
变压器输出总功率：P tout
变压器效率：η，
变压器初级峰值电流：I p
变压器次级峰值电流：I sp
变压器初级电感：L p
谐振电容：C r
电源变换频率：f
电源变换周期：T
导通时间：T on
关断时间：T off
回扫时间：T fb
停顿时间：T stop
1、输出总功率P out计算：
P out= V out·I out。

2、变压器输出总功率P tout计算：
P tout= P out + I out·V d + I out·V tsr。

3、变压器的匝比N计算：
N≧V in(max)/ V tout(min)。

在上式中，V tout的计算：
V tout= V out+ V d+ V tsr，
4、开关频率f计算：
f=T-1，
T=T on+T off=T on+(T fb+T stop)，
上式中：T fb为回扫时间，T stop为(2倍电源电压通过L p&C r谐振使C r上的电压下降过零的时间)我称它为停顿时间。

T= I p·L p/V in + I p·L p/(N·V tout) + π· L p·C r
5、变压器输入总功率P tin计算：
P tin= I p2·L p·f/(2·η) = Ip2·Lp/(2·T·η)，
P tin=I p/2·η·{[V in-1+(N·V tout)-1]+π· L p·C r/I p·L p}。

6、变压器初级I p计算：
I p 的确切计算较复杂，工程上可近似计算：
I p ≈2·P tin·[V in-1+(N·V tout)-1] /η
通过以上4、5、6、三个算式可计算出开关频率f、变压器输入总功率P tin及变压器初级峰值电流I p。

根据上述三个变量，可灵活配置开关管，变压器磁芯，确定开关电源的频率范围。

变压器匝比N的选择V clam≥V in，即N·V tout≥V in，N≥V in /V tout只有这样才能满足准谐振C r上的电压过零开关管开通的必要条件。

作者:zhengjl
2004/11/18。