ZVS移相全桥变换器的原理与设计
ZVZCS移相全桥软开关工作原理
ZVZCS移相全桥软开关工作原理整个系统由控制电路、功率电路和传感器等组成。
控制电路负责监测输入和输出电压，根据设定的电压值及输入电流来调整开关的工作状态。
功率电路则负责将输入的交流电源通过变换装置转换为需要的输出电压。
在正常工作状态下，当控制电路接收到输入电压的反馈信号，它会产生一个控制信号，用于控制开关器件的状态。
这些开关器件通常采用汽车电源模块（IGBTS）或金属氧化物半导体场效应管（MOSFETS）等。
在移相全桥逆变器中，开关器件通常以两种状态工作：导通和截止。
在导通状态下，开关器件允许交流电流通过，从而使逆变器的输出与输入电源同相。
在截止状态下，开关器件将输出与输入电源分离，并阻断电流流动。
在移相全桥软开关的工作过程中，通过调整控制信号的相位和幅值，使得逆变器的输出电压能够达到所需的目标。
在每个周期的不同时间点，开关器件都会在导通和截止状态之间进行切换，从而实现输入电压的调节和变换。
1.相位调整：通过改变控制信号的相位来控制开关器件的工作状态。
当输入和输出电压相位相同时，开关器件处于导通状态；当输入和输出电压相位相反时，开关器件处于截止状态。
通过相位调整，可以实现输入电压的调节和变换。
2.软开关控制：在开关器件的导通和截止状态转换过程中，通过合理设计控制信号的波形和幅值，使得开关器件在导通和截止状态之间平滑切换，从而减少开关过程中的损耗和干扰。
3.双向开关：移相全桥逆变器中的开关器件是双向的，既可以流通正向电流，也可以流通反向电流。
这种双向开关的特性使得逆变器可以实现输入电压的变换，同时也可以回馈电压到电源端。
总体而言，ZVZCS移相全桥软开关通过控制开关器件的导通和截止状态，以及调整开关器件的相位和幅值，实现输入电压的调节和变换。
它具有高效率、快速响应、可靠性高等优点，可广泛应用于交流电源的电压调节和变换等领域。
移相全桥ZVS软开关变换器的设计与应用
２１ ０ １年 １月 ２ ５日第 ２ ８卷第 １期
Ｔｅｅ ｏ Ｐｏ ｒＴｅ ｈ ｏｏ ｙ ｌｃ ｍ ｗｅ ｃ ｎ ｌｇ Ｊ ｒ ５ ０ ，Ｖｏ．２ ． ａＬ２ ，２ １ １ １ ８Ｎｏ １
文章编 号 ：０ ９３ ６ （ ０ ） １０ １—３ １０ —６ ４ ２ １ ０ — ０ ０ １ １
１ 移 相 全 桥 Ｚ Ｓ软 开 关 变 换 器 工 作 原 理 Ｖ
图 １为移 相全 桥 Ｚ ＶＳ软开 关变 换器 原 理 图 ， 中 其 Ｕｉ 为输 入 电压 ， 为 输 出 电压 ， 、 、 、 为 功 率 Ｑ１Ｑ２ Ｑ４
ＭＯＳ开关 管 ， ＶＱｇ、 ３ ＶＣ ４ 别 为 四 个 功 ＶＱｇ、 ２ ＶＱｇ、 ｈ 分 率 开 关管 的驱 动信 号 ， １Ｄ 、 ３ Ｄ 为反 并联 二 极 管 ， Ｄ 、 Ｉ 、 ４ ） Ｃ 、２Ｃ 、 ４ 并 联 电 容 ， … Ｃ １Ｃ 、 ３Ｃ 为 Ｌ 为辅 助支 路 谐 振 电 感、 电容 ， 为高 频变 压 器 ， ５ Ｉ 为 副 边整 流 二极 管 ， Ｔ Ｉ 、） ） ６ Ｌ 、 别 为输 出滤 波 电感 、 波 电容 ， － 负 载 。 Ｌ ｆＣ分 滤 Ｒ 为 ｋ 由两部 分组 成 ， 一是 原边 串联 谐振 电感 ， 二是 变 压器漏
选 择 做 了详 细介 绍 ， 后 给 出 了仿 真 结 果 和 仿 真 波 形 ， 明 了设 计 的合 理 性 和 有 效 性 。 最 证
关 键 词 ： Ｃ Ｉ 变换 器 ； 开 关 ； Ｖ ； ３ ７ Ｄ ／Ｘ； 软 Ｚ Ｓ ＵＣ ８ ５
中图 分 类 号 ： Ｎ １ Ｔ ７２
文献标识码 ： Ａ
电子 设备 的成 本 、 积 以及 效率 。众 所周 知 ， 体 提高 电源 的频 率 ， 以有 效地 减小 器 件 的体 积 和重 量 ， 小滤 波 可 减 器 的参数 ， 从而 使 变 压 器小 型化 。但 在 器件 高 频 化 的 同时 ， 会增 加开 关损 耗 、 增大 电磁 干扰 。软 开关 技术 是
第十章-软开关技术2——移相控制ZVS-PWM-DC-DC全桥变换器
loss
TS / 2
而 t25
Lr [ I 2 I Lf (t5 ) / K ] Vin
那么有：Dloss
2Lr [ I 2 I Lf (t5 ) / K ] Vin TS
Dloss 越大；②负载越大， Dloss越大；③ Vin越低，Dloss 越大。 可知：① Lr 越大， Dloss 的产生使DS 减小，为了得到所要求的输出电压，就必须减小原副边的 匝比。而匝比的减小，带来两个问题： ①原边电流增加，开关管电流峰值也要增加，通态损耗加大； ②副边整流桥的耐压值要增加。
6.
Vin i p (t ) (t t4 ) Lr
到 t5 时刻，原边电流达到折算到原 边的负载电流 I Lf (t5 ) / K值，该开 关模态结束。 持续时间为：
t45
Lr I Lf (t5 ) / K Vin
7. 开关模态6 在这段时间里，电源给负载供电 原边电流为:
10.3. 3 两个桥臂实现ZVS的差异
1.实现ZVS的条件 要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量： ①抽走将要开通的开关管的结电容（或外部附加电容）上的电荷； ②给同一桥臂关断的开关管的结电容（或外部附加电容）充电； 考虑到变压器的原边绕组电容，还要有能量用来： ③抽走变压器原边绕组寄生电容CRT 上的电荷。
ip (t ) I p (t0 ) I1
vC1 (t )
I1 (t t0 ) 2Clead I1 vC 3 (t ) Vin (t t0 ) 2Clead
在
C3 电压降到零，D3 自 t1时刻，
然导通。
3.开关模态2
td (lead ) t01
D3导通后，将Q3 的电压箝在零位 此时开通Q3 ，则Q3是零电压开通。 Q3和Q1驱动信号之间的死区时间 ，即
第六章 软开关技术(移相全桥ZVS软开关电路分析)
td (lead ) 2CleadVin / I1
在这段时间里，原边电流等于折算到 原边的滤波电 ) / K
4.开关模态3 在 t2 时刻，关断 Q4，原边电流 i p 转 移到 C2和 C4中，一方面抽走 C2上的 电荷，另一方面又给 C4充电。 由于C2 和C4 的存在，Q4的电压是从零 慢慢上升的，因此 Q4是零电压关 断。这段时间里谐振电感 Lr 和C2 及 C4在谐振工作。原边电流 i p 和 C4 的电压分别为： 电容C2 ，
2.开关模态1 在 t 0 时刻关断Q 1，原边电流 i p 从 Q 1中转移到到 C3和 C1 支路中，给
C1充电，同时 C3被放电。 电容 C1 的电压从零开始线性上升
电容 C3 的电压从 Vin开始线性下降 Q 1是零电压关断。
i p (t ) I p (t0 ) I1
vC1 (t )
到 t4 时刻，原边电流从 I p (t3 )下降到 零，二极管 D2和 D3自然关断。 持续时间为： t L I (t ) / V
34 r P 3
Vin i p (t ) I p (t3 ) (t t3 ) Lr
in
6. 开关模态5 在 t 4 时刻，原边电流流经 Q2和 Q3。 由于原边电流仍不足以提供负载 电流，负载电流仍由两个整流管 提供回路，因此原边绕组电压仍 然为零，加在谐振电感两端电压 是电源电压Vin ，原边电流反向线 性增加。
到 t5 时刻，原边电流达到折算到原 I Lf (t5 ) / K 值，该开 边的负载电流 关模态结束。 持续时间为： L I (t ) / K
Vin i p (t ) (t t4 ) Lr
t45
移相全桥的原理与设计简介
• 测试PFC 二极管的电压应力时，地线需接 阴极，否则甚至会引起PFC工作不稳定的 现象（叫机）。如下图所示：
四、磁性器件设计
• 简要计算： • 1.主变压器：双EE4242B，f＝100KHZ，Ae＝
178mm^2，D=0.90,Ton＝4. 5us，VIN＝380V， 工作于第一、三象限。 N1＝，提前关断； • Q40比Q37提前导通，提前关断。
• 当对角管Q39和Q38，或Q40和Q37同时导 通时，初级才存在正向（或负向）的方波 电压。由电感公式U＝L*dI/dt可知，初级电 流线性变化。
• Q39提前关断，Q40的DS电压会下降，初 级电流需抽走Q40的DS结电容的电荷，同 时给Q39的结电容充电。
• 当Q40的DS电压下降为负压时，Q40的体 二极管导通，DS电压被箝位，近似为零。 如果此时给出Q40驱动，就能实现ZVS。
根据上述分析， 有3个方法，有利于实现ZVS： 1.增加励磁电流 2.加大谐振电感 3.增加死区时间
ZVS示意波形可参考如下：
• Q40和Q38同时导通时，初级变压器绕组上的 电压为零，不传送能量。要保持电感电流不变， 初级电流处于环流状态，存在较大的导通损耗， 电流再次下降。
• Pin11 ADS 可变死区设置
• 较大的死区时间会减小占空比的利用率，降低变换器的 效率。UCC3895集成了死区调节功能，即在负载增大时， 减小死区时间，提高重载时的占空比利用率。通过合理 设置PIN12、PIN11之间的电阻比值，可以提供可变的死 区时间，如下图所示：
• PIN7、PIN8：用于设置开关频率。 • PIN4：VREF
• 当Q37、Q40同时导通时，由于初级电流减小， 次级绕组无法完全提供负载电流，次级的两个整 流二极管同时处于导通、续流状态，次级绕组短 路。因此，初级的方波电压完全施加与谐振电感 上，此时副边存在占空比丢失现象。
ZVS移相全桥变换器设计
ZVS移相全桥变换器设计ZVS（Zero Voltage Switching）移相全桥变换器是一种高效的电力转换装置，它能够实现能量的高效传输和转换。
在本文中，我们将详细介绍ZVS移相全桥变换器的设计原理、工作原理和关键技术。
1.设计原理（1）ZVS技术：ZVS技术能够将开关管的开关转换时刻与输入电流或输出电压为零的时刻相匹配，从而避免了开关管的开关损耗和开关管产生的电磁干扰。
（2）全桥变换器：全桥变换器采用四个开关管和两个二极管，能够实现输入电压的极性逆变和输出电流的正向流动。
2.工作原理（1）开关管S1和S2导通，开关管S3和S4关闭，输入电源向电感L1充电；（2）当开关管S1和S2关闭，开关管S3和S4导通时，电感L1释放能量供应给负载；（3）根据负载的需求，通过控制开关管S1、S2、S3和S4的导通和关闭，实现输入电压的极性逆变和输出电流的正向流动；（4）根据输入电压的大小、负载的需求和输出电流的波形来控制开关管的开关时刻，实现ZVS操作。
3.关键技术（1）开关管的选择和驱动：选择低导通电阻、低开关损耗的开关管，并使用高效的驱动电路，确保开关管能够在ZVS模式下正常工作。
（2）电感和电容的选择：选择合适的电感和电容数值，以及合适的磁芯材料，提高转换器的功率密度和效率。
（3）控制策略：根据负载的需求和输入电压的变化，采用合适的控制策略，如频率控制、幅度控制、相位控制等，实现最佳的动态响应和效率。
4.实际应用总结：ZVS移相全桥变换器是一种高效的电力转换装置，其设计原理基于ZVS技术和全桥变换器。
通过合适的开关管选择、驱动设计、电感和电容选择以及控制策略的优化，可以实现高效的能量传输和转换。
在实际应用中，ZVS移相全桥变换器能够带来高效、稳定和低干扰的性能优势。
75kW移相全桥ZVS DC-DC变换器的设计共3篇
75kW移相全桥ZVS DC-DC变换器的设计共3篇75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的设计175kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的设计随着电能的需求不断增加，直流（DC）与交流（AC）能量的转换变得越来越重要。
近年来，随着电力电子技术的发展和高性能的半导体器件的不断进步，DC/DC变换器在工业和消费电子领域的应用越来越广泛。
75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器是一种高性能变换器，能够实现高效率、高功率转换。
移相全桥ZVS DC/DC变换器的结构包括移相控制器、输人电感、输出电容、全桥开关和ZVS电路等。
其中，移相控制器的作用是控制全桥开关的相位移动，从而实现零电压开关（ZVS）控制，减少开关过程中的损耗和电磁干扰。
输人电感和输出电容则是负责滤波，保证输出电压的稳定性。
全桥开关通过不同配合的通断实现正负输出电流控制。
ZVS电路通过滤波和电容，实现电路的诸多物理参数计算协调，并通过工艺合理设计，降低待机功耗和回路波动影响。
在设计75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器时，需要考虑诸多因素。
首先，应该确定输入电压和输出电压的范围，设计输人电感和输出电容的尺寸。
其次，需要确定最大输出功率、输出电源电流和开关频率，保证全桥开关的可靠性和ZVS电路的稳定性。
还需考虑系统的可扩展性和环境因素，以充分考虑变换器在工业应用和肆意使用中的优越性。
在开发过程中，需要充分利用仿真和实验测试，调整参数和设计方案，为最优的变换器性能和稳定性进行优化和调整。
因此，设计和发布75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器需要对额定值、特殊应用等项指标有充分的认识、调试和经验，并充分考虑到指示等级、节约能源等重要性，超出标准数值要求的评定指数，以实现最优化控制。
总之，75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器是一种高效、高功率、高稳定性的电能转换装置，能够在工业和消费电子领域得到广泛应用。
设计和发布此类设备需要充分考虑应用环境、指标要求和设计方案，充分利用仿真和实验测试，以实现最优化控制、最低化能量损耗和实时可调参数，为应用和发展带来更多的便利和效益综上所述，75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器是一种具有巨大潜力和广泛应用前景的电能转换装置。
分析全桥ZVS-PWM变换器的分析与设计
上世纪60年代开始起步的DC/DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。
后然经过发展，越来越多在各个领域当中应用。
但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。
本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC/DC变换器。
1 电路原理和各工作模态分析1.1 电路原理图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。
Vin为输入直流电压。
Si(i=1.2.3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。
为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。
S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。
Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。
图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：(1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间;(2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数;(3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻;(4)滤波电感足够大。
1.2 各工作模态分析(1)原边电流正半周功率输出过程。
在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内维持S1和S4导通，S2和S3截止。
电容C2和C3被输入电源充电。
变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。
在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。
(2)(t1一t1′)：超前臂在死区时间内的谐振过程。
加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。
电容C1和C3迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到一0.7V，使D3立即导通，为S3的零电压导通作好准备。
移相全桥ZVZCSDCDC变换器综述.
移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。
关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。
ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。
图1 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。
即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。
原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件；图2 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。
图3 2 电路拓扑根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构，以供大家参考。
图4 1）NhoE.C. 电路如图1所示[1]。
该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。
这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。
变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。
电流模式控制移相全桥零电压软开关(ZVS)DC-DC功率变换器
引言随着计算机与通信技术的飞速发展，作为配套设备的开关电源也获得了长足进步，并随着新器件、新理论、新电磁材料和变换技术以及各种辅助设计分析软件的不断问世，开关电源的性能不断提高。
本文介绍一种新型的高频DC/DC开关变换器，并成功地应用在军用充电机上。
DC/DC变换器主电路改进型移相全桥ZVS DC/DC变换器主电路结构和各点波形对照如图1、图2所示。
由于电路工作状态在一个周期内可以分为两个完全一样的过程，所以以下仅仅分析半个周期的情况，而这半个周期又可分为以下三种开关模态。
● 开关模态1，t0<t<t1，其中t1=DT s/2此时Q1和Q4同时导通，变压器副边电感L1和整流管D S2导通，原边能量向负载端传递。
此模态的等效电路见图3。
其中，a为变压器变比，V in是直流母线电压，I1和I2分别是电感L1和L2电流(L1=L2=LS)，此时有等式（1）成立。
(1)(2)I p(t)=aI1(t)(3)当Q4关断时该模态过程结束。
● 开关模态2，t1<t<t2，其中t2≤T s/2在t1时刻关断Q4，此时副边电感L1中储存的能量给Q4电容(或并联电容)充电，同时将Q3两端电容电荷放掉。
为了实现软开关，Q4关断和Q3开通之间至少要存在一死区时间Δt1，使得在Q3开通前D3首先导通，且有下式成立。
I p1Δt1=2C eff V in(4)其中C eff是开关管漏源两端等效电容，I P1为t1时刻变压器原边流过电流。
当D3导通后，变压器副边两个二极管D S1和D S2同时导通，电路工作在续流状态。
此时等效电路如图4所示。
此时有如下电路方程成立。
(5)(6)(7)(8)r t=r mosfet+r xfmr (9)其中D为脉冲占空比，f S为电路工作频率，L’ik为主边变压器漏感(或与外接电感的串联值)，rt是变压器原边等效电阻，τ是原边等效电流衰减时间常数，Vfp是反并联二极管导通压降。
48V_30A移相全桥ZVS DC_DC 变换器的设计
17.1uH10470uFQ3FQA10N80CQ4 Q1Q2FQA10N80CDSEl2x61-06C330-400V53.7m HDSEl2x61-06CFQA10N80CFQA10N80C控制及驱动电路原理图：PC817VIN RAMP CLK SOFTS FREQSET DSET A-B DSET C-DUC3875VREF CS+VCOUTCOUTBOUTA OUTDCOMPEA- EA+SLOPEPGNDGNDC205C206RT U outCS+R206R202R203R205RsR204R201C201C203C204RTD1RTD2C202CR Css CTD1CTD2CT VINT1T2RgRg Rg RgD202D207D204D208D201D205D206D203VCVCG G S G GS电路各参数计算：一：高频变压器设计：（1）.选择铁氧体材料的磁芯，设η=90%，其工作磁场强度取B m =0.12T ，电流密度取J =350 cm A 2/，k=0.4。
视在功率P T （全波结构时）: )21(0+=ηP P T 。
kJ B f P APST 0m 4410⨯=代人参数得：AP =5.4 cm 4考虑到磁芯的温升及工作频率，取EE 型磁芯65x32x27(mm)，则AP=30.7625（cm 4），Ae=535（mm 2），Aw=575（mm 2）。
具体参数如下表：（2）.为了防止共同导通，取占空比D max =O.4，初级绕组匝数： N 1== A B f DU e S ∆mmax 1=AB f D U eS mmax 12其中：B ∆m 为磁通密度增量，B m 为工作磁通密度，B ∆m 应取一、三象限磁通密度的总增量，故BB 2m m=∆ ；A e 为磁芯有效面积(m2)；fS为功率开关的工作频率(Hz)。
带入参数得：N 1=12.8 故取N 1=13匝。
那么初级绕组最大电流：ηUPI minin 0pmax ==4.85（A ）初级绕组裸线面积:JI A xp pmax==1.39 （cm ）（3）.次级绕组匝数：AB f U N eSS m24==2.3 故取N S =3匝。
ZVS移相全桥变换器设计
ZVS移相全桥变换器设计ZVS（Zero Voltage Switching，零电压开关）全桥变换器是一个常见的DC-DC转换器拓扑结构，可以实现高效率和高电源密度。
在设计ZVS全桥变换器时，需要考虑一系列的参数和约束条件。
在本文中，将详细介绍如何设计ZVS全桥变换器，并讨论其性能和优缺点。
首先，我们需要确定输入和输出电压的范围。
这些值将决定变换器的设定参数，如变压器的变比和磁性元件的尺寸。
同时，我们还需要确定输出功率的要求，以便选取合适的开关器件和电感电容元件。
接下来，我们需要选择合适的开关器件。
对于ZVS全桥变换器，常用的开关器件有MOSFET和IGBT。
MOSFET具有低导通压降和高开关速度的特点，适合在高频率下工作。
而IGBT则具有低导通压降和高断开速度的特点，适合在高压应用下工作。
根据具体的应用需求，可以选择适合的开关器件。
在变换器的设计过程中，需要考虑开关频率和谐振电容电感网络的设计。
开关频率决定了变压器的尺寸和磁性元件的损耗。
一般来说，较高的开关频率可以实现更小的尺寸和更高的效率，但也会增加开关器件的损耗。
谐振电容电感网络的设计是为了实现ZVS开关操作，减少开关过程中的损耗和开关噪声。
可以通过选择合适的电感和电容元件来实现ZVS操作，减少开关器件的压降和功率损耗。
一般来说，ZVS全桥变换器需要设计控制电路来实现准确的输出电压调节和保护功能。
常用的控制技术包括PWM（脉宽调制）控制和反馈控制。
通过PWM控制器，可以实现对开关器件的控制，调节输出电压。
反馈控制则通过比较输出电压与参考电压的差异，并根据差异值来调节开关器件的控制信号。
通过合理的控制策略，可以实现稳定的输出电压和良好的动态响应。
除了上述设计考虑因素，还需要关注保护机制和EMI（电磁干扰）滤波设计。
保护机制是为了确保变换器的安全运行，防止过电流、过温度和过压等故障事件。
常见的保护技术包括电流限制、温度监测和电压保护等。
EMI滤波设计则是为了减少变换器对周围环境的电磁干扰。
ZVS移相全桥
什么是软开关技术？
在开关管开通前，使其电压下降到零，这就是零 电压开通。在开关管关断时，限制电压的上升速 率，从而减少电流和电压的重叠区，这就是所谓 的零电压关断。
PWM DC/DC全桥变换器的Байду номын сангаас本工作原理
T1~T4是四支主功率管，D1~D4是主功率 管的反并联二极管，TR是输出变压器，其 原副边绕组匝数比K=N1/N2，VD1和VD2 是输出整流二极管，Lf和Cf是输出滤波电感 和电容，RL是负载，输入电源电压为Vin， 输出直流电压为Vo。
移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器有十二种开关模 态，由于正负半周从原理上大体对称，我们仅说明正半周 的六个模态。 1）原边电流正半周功率输出过程（0-t0）
超前桥臂谐振模式（t0-t1)
原边电流钳位续流过程（t1-t2)
滞后桥臂谐振模式(t2-t3）
电感储能回馈电源模式（t3-t4）
原边电流下冲过零后负向增大（t4-t5）（原边电流仍不足以
提供负载电流）
原边电流负半周功率输出过程（t5-t6）
移相控制全桥零电压开关PWM变换器的 主要波形
遇到的问题
不熟悉saber仿真软件
下一步工作
1继续学习saber软件。 2进一步学习全桥变换器的主要元件的选择 和参数设置。（输入滤波电容、高频变压 器、输出滤波电感、输出滤波电容） 3 进一步了解UC3875芯片的内部结构及外 围电路参数设置 4 驱动电路的选择和设置
谢 谢
移相全桥ZVS DC/DC变换器设计
全桥变换器的基本电路结构
移相控制全桥零电压开关PWM变换器的 主要波形
移相控制技术
这种控制方式是要求Q1和Q2轮流导通，各 导通180电角度，Q3和Q4也是这样，但Q1 和Q4不同时导通，若Q1先导通，Q4后导 通，两者导通差()电角，其中Q1和Q2分别 先于Q4和Q3导通，故称Q1和Q2组成的桥 臂为超前桥臂，Q3和Q4组成的桥臂为滞后 桥臂。
ZVS-PWM开关电源补偿网络最优设计
DC—DC全桥移相式ZVS—PWM开关电源补偿网络的最优设计一、主电路及电压、电流波形DC-DC全桥移相式ZVS—PWM变换器(以下简称FB ZVS—PWM开关变换器)的主电路原理图如图1。
图1 FB ZVS—PWM开关变换器电路图其中变压器原边电压和电流分别用Vp及ip表示，副边电压用Vs表示．变压器原副边绕组匝数比为Np／Ns＝1／n。
Vs为输入电压，V o为输出电压，L1k为变压器原边绕组漏电感，图中未画出四个开关晶体管Sl、S2、S3及S4的输出电容。
L f及C f分别为输出滤波器电感及电容。
A及B两点为逆变桥的输出端。
图2给出该电路一周期内电压及电流波形团。
原边电流变化如表1。
表1半周期内原边电流变化图2 FB ZVS—PWM开关变换器理论分析波形图△I＝I p—I1当能量由原边传送到副边时，副边电压V s’＝n V s。
由于变压器有漏感，使原边电流上升或下降一定斜率，例如t2—t4，斜率为V s/ L1k; t4—t5，斜率为(V s—V o’/ L f’, L f’及V o’分别为折合到原边的L f及V o值。
原边占空比D＝2 (t5—t2)／T，副边占空比或称有效占空比D eff＝2(t5—t4)／T，T＝2(t5—t1)。
可见由于变压器有漏感，使有效占空比D eff小于原边占空比D。
二、FB ZVS—PWM变换器小信号模型为了建立全桥FB ZVS—PWM变换器的最优控制模型，即补偿网络最优设计模型，首先应建立这类变换器的小信号等效电路模型，并推导主电路的传递函数。
已知buck型PWM变换器的连续导通模式(CCM)下小信号等效电路模型如图3。
图中忽略了电感及电容的寄生电阻。
图3 buck型PWM变换器的小信号等效电路模型FB ZVS—PWM型开关电源是由buck型PWM开关电源衍生而来的。
从工作原理分析可知，由于L1k较大，从Sl，S2(或S3，S4)导通到副边电压升到Vs需要一段时间(如图2)因此有效占空比D eff的出现是该电路的一个特殊现象。
基于数字控制的移相全桥ZVS-PWM变换器的设计
基于数字控制的移相全桥ZVS-PWM变换器的设计 [ 2008-04-26 00:42:26]字体大小：摘要：介绍了一种采用辅助谐振网络的移相全桥ZVS-PWM 变换器，简述其工作原理。
使用TMS320LF24 07A 作为主控芯片，实现了数字移相控制及全桥变换零电压软开关。
试制了一台8kW/20kHz的样机，给出了实验波形及结论。
关键词：数字控制；辅助谐振网络；移相；零电压开关Abstract:The operating principle of a PS FB (phase-shifted full-bridge) ZVS-PWM converter with au xiliary resonant network are introduced. A digital control system using TMS320LF2407A as the mai n control chip was designed to achieve digital PS control algorithm, as well as ZVS for IGBT. An 8kW/20kHz prototype was designed. The experimental waveforms and conclusions are provided.0 引言在DC/DC 变换器中，针对移相全桥软开关PWM变换器的研究十分活跃，它是直流电源实现高频化的理想拓扑之一，尤其是在中、大功率的应用场合[1]。
实现全桥变换器的移相PWM控制的方法很多，传统的控制方法是通过专用的集成控制芯片（UC3879、UC3895）来调节其两桥臂间导通的相位差，以实现其PWM 模拟控制。
但是，近年来随着数字信号处理技术日趋完善成熟，各种微控制器性能价格比的不断提高，采用DSP 或CPLD数字控制已经成为大中功率开关电源的发展趋势[2]。
相对于模拟控制，数字控制可以完成复杂的控制算法，不存在温漂，避免模拟信号的畸变失真，减小杂散信号的干扰，实现通讯和网络控制的功能，使控制系统具有更高的稳定性和更强的灵活性。
移相ZVS-PWM全桥变换器综述
移相ZVS-PWM全桥变换器综述移相ZVS-PWM全桥变换器概述摘要:移相ZVS-PWM DC/DC全桥变换器巧妙利用变压器漏感和开关管的结电容来完成谐振过程，使开关管实现零电压开关(ZVS)，从而减少了开关损耗。
重点简述了该类变换器的基本原理，介绍了几种常见的拓扑，并简要地分析了它们的优缺点，最后指出了其发展方向。
关键词:移相全桥变换器零电压开关（ZVS）Overview of Phase Shift ZVS-PWM Full Bridge ConverterAbstract:Phase shift PWM DC/DC full bridge converter completing resonance procedure through leakage inductance of the transformer and junction capacitor of switch. It can make the switch achieve ZVS, decreasing the switching loss and interference .This paper describes the basi c principle of the converter, introduce several common topology, some common topologies as well as their advantages and drawbacks are discussed and analyzed. Finally it points out the development direction of the Converter.Key words:phrase shift，full bridge converter，ZVS引言全桥变换器广泛应用于中大功率的直流变换场合，近些年来，其软开关技术吸引了国内外学者的广泛关注，出现了很多控制策略和电路拓扑，其中移相控制是目前研究较多的控制方式，而以移相全桥零电压开关变换器(FB-ZVS-PWM)应用更为广泛。
全桥移相ZVS-PWM
改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器摘要：介绍了一种能在全负载范围内实现零电压开关的改进型全桥移相ZVS－PWMDC/DC变换器。
在分析其开关过程的基础上，得出了实现全负载范围内零电压开关的条件，并将其应用于一台48V/6V的DC/DC变换器。
关键词：全桥DC/DC变换器；零电压开关；死区时间引言移相控制的全桥PWM变换器是在中大功率DC/DC变换电路中最常用的电路拓扑形式之一。
移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件，使开关管达到零电压开通和关断。
从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。
同时保持了电路拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。
移相控制的全桥PWM变换器存在一个主要缺点是，滞后臂开关管在轻载下难以实现零电压开关，使得它不适合负载范围变化大的场合[1]。
电路不能实现零电压开关时，将产生以下几个后果：1）由于开关损耗的存在，需要增加散热器的体积；2）开关管开通时存在很大的di/dt，将会造成大的EMI；3）由于副边二极管的反向恢复，高频变压器副边漏感上的电流瞬变作用，在二极管上产生电压过冲和振荡，所以，在实际应用中须在副边二极管上加入R－C吸收。
针对上述问题，常见的解决方法是在变压器原边串接一个饱和电感Ls，扩大变换器的零电压开关范围[2][3]。
但是，采用这一方法后，电路仍不能达到全工作范围的零电压开关。
而且，由于饱和电感在实际应用中不可能具有理想的饱和特性，这将会导致：1）增加电路环流，从而增加变换器的导通损耗；2）加重了副边电压占空比丢失，从而增加原边电流及副边二极管电压应力；3）饱和电感以很高的频率在正负饱和值之间切换，磁芯的损耗会很大，发热严重。
改进型全桥移相ZVS PWMDC/DC变换器是针对上述缺点所提出的一种电路拓扑[4][5][6]。
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ZVS移相全桥变换器的原理与设计
摘要：介绍移相全桥ZVS变换器的原理，并用UC3875控制器研制成功3kW移相全桥零电压高频通信开关电源。
关键词：移相全桥零电流开关零电压开关准谐振
The Principle and Design of Phase shifted Full bridge Zero voltage Convertor
Abstract： The paper introduces the principle of phase shifted full bridge zero
voltage switching convertor.A 3kw full bridge ZVS convertor was developed us ing UC3875 controller.
Keywords: Phase shifted full bridge, ZCS, ZVS, Quasi resonance
中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编号：02192713(2000)1157203
1引言
传统的全桥PWM变换器适用于输出低电压(例如5V)、大功率(例如1kW)的情况，以及电源电压和负载电流变化大的场合。
其特点是开关频率固定，便于控制。
为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积和重量，需要将开关频率提高到1MHz级水平。
为避免开关过程中的损耗随频率增加而急剧上升，在移相控制技术的基础上，利用功率MOS管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥PWM变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关，这种技术称为ZVS零电压准谐振技术。
由于减少了开关过程损耗，可保证整个变换器总体效率达90％以上，我们以Unitrode公司UC3875为控制芯片研制了零电压准谐振高频开关电源样机。
本文就研制过程，研制中出现的问题及其改进进行论述。
2准谐振开关电源的组成
ZVS准谐振高频开关电源是一个完整的闭环系统，它包括主电路、控制电路及CPU通讯和保护电路，如图1所示。
从图1可以看出准谐振开关电源的组成与传统PWM开关电源的结构极其相似，不同的是它在DC/DC变换电路中采用了软开关技术，即准谐振变换器（QRC）。
它是在PWM型开关变换器基础上适当地加上谐振电感和谐振电容而形成的，由于运行中，工作在谐振状态的时间只占开关周期的一部分，其余时间都是运行在非谐振状态，所以称为“准谐振”变换器。
准揩振变换器又分为两种，一种是零电流开关（ZCS）,一种是零电压开关（ZVS），零电流开关准谐振变换器的特点是保证运行中的开关管在断开信号到来之前，管中电流下降到零。
零电压开关准谐振的特点是保证运行中的开关管在开通信号到来之前，管子两端的电压已经下降到零。
3零电压准谐振变换器的工作原理
全桥零电压准谐振变换器的主电路如图2所示。
Uin为PFC电路输出的直流电压(400 V)，S1～S4为功率开关管，其体二极管为D1～D4，图中未画出其体电容C1～C4，Lr为变压器T1初级串联谐振电感，（包括变压器的漏感），C为防止变压器因偏磁而饱和的隔直电容，T2为电流互感器，用于检测。
当变换器过流时，保护电路切断驱动信号，保护功率器件。
变压器次级电压经过D5、D6整流和输出LC滤波器给负载供电。
图3给出了变压器初级电压UP、次级电压US和初级电流ip的波形图。
ZVS变换器一周期内可分为六个运行模式，如表1所示。
图3中设t
表1ZVS变换器一周期内运行模式
图13kW通信开关电源方框图
图2移相全桥ZVS变换器控制和输出电路原理图
变换器的主要波形图3全桥ZVS PWM
图4移相PWM转换器控制和驱动原理图
时间间隔 t0～t1 t1～t2 t2～t3～t4 t4～t5t5～t6t6～t7
导通管序号D3S1 D2D3S1S2S3 S2D4D1D4S2S1S4
ZVS次序S3 S2 S4 S1
4占空比分析
由波形图可见，由于变换器存在漏电感，使初级电流在t1～t3阶段，有一定斜率，因此次级电压占空比(t4－t3)/(t4－t0)小于初级电压占空比(t4－t1)/(t4－t0)，造成占空比损失。
开关频率越高，占空比损失越大。
5移相全桥两桥臂开关管实现ZVS的条件
由表1和图3可以看出，S3和S4实现ZVS分别早于S1、S2，故称S3、S4为右桥臂又称超前桥臂，S1、S2为左桥臂又称滞后臂。
由表1可以看出S3、S4实现ZVS分别在(t0～t1)和(t4～t5)，S2、S1实现ZVS分别在(t2～t3)和(t6～t7)。
而(t2～t3)和(t6～t7)时变压器初级电流分别小于(t0～t1)和(t4～t5)时的初级电流，故滞后桥臂比超前桥臂实现ZVS 开关困难，特别是轻载时最为明显。
从理论上分析，S1、S2实现ZVS开关时，变压器次级处于续流阶段，谐振时由谐振电感释放能量，使谐振电容电压下降到零，从而实现ZVS，此时实现ZVS条件为：电感能量必须大于所有参与谐振的电容能量。
即
LrIp2/2>(4Coss/3＋Cxfmr)×U2in
式中：4Coss/3是考虑MOS管输出电容非线性等效电容值，Cxfmr是变压器绕组的分布电容。
由上式可见，滞后桥臂实现ZVS主要靠谐振电感储能，轻载时能量不够大，因此滞后桥臂不易满足ZVS条件。
S3、S4实现ZVS开关时，变压器处于能量传递阶段。
初级电流IP=－Io/n（n为变压器变比），初级等效电感Le=Lr＋n2LO。
所以根据ZVS条件，电感能量必须大于所有参与
谐振的电容能量，应有Le(Io/n)2/2>（4Coss/3＋Cxfmr)Uin2。
由于Le(Io/n)2/2相当大，故即使轻载时超前桥臂也较容易满足ZVS条件。
6移相全桥PWM控制器
移相全桥PWM控制技术最关键的是器件的导通相位能在0～180°范围内移动，若控制不好，特别是左桥臂或右桥臂的两个开关管同时导通，将导致灾难性的后果。
Unitrode公司生产的UC3875能提供0～100％占空比的控制，并且有必要的保护、译码及驱动功能，有
电四组驱动输出，每组的延时时间可控制，其控制电路如图4所示。
E/A＋接固定的25V
压（VREF=5V,R5、R9为10kΩ)，作电压给定信号。
E/A－接对应的输出电压和EA＋比较，从而控制OUTA～OUTD的相位，最终控制输出电压。
C/S＋接控制信号(如初级过流信号等)，当初级过流时，C/S＋大于25V
，UC3875停止输出驱动信号，从而将变换器输出关闭，防止了灾难事故的发生。
驱动信号由OUTA～OUTD输出，并经TC4420扩流，由驱动变压器去驱动S1～S4MOS管，其延时时间由UC3875的7脚、15脚外接电阻确定，实际的驱动信号时序如图5所示。
图5驱动信号、变压器次级信号波形图
7结语
(1)换向死区时间的控制对实现零电压开关很重要。
(2)UC3875控制电路的控制部分和输出驱动部分供电电源应分开，否则移相时将引起频率变化。
(3)为了在宽范围内实现ZVS，要在变压器初级串一个谐振电感，但谐振电感不能太大，电感太大会带来占空比丢失，初级电流较大，导通损耗增大，电感发热等问题，并且效率大大降低。
根据中国电信总局1999年底对所有入网通信电源效率的要求：所有大于1kW的通信电源，其效率(从半载到满载)应大于90％。
解决了谐振电感的发热损耗问题，也就解决了效率问题。
也可采用全桥ZVZCSPWM电路，使超前桥臂实现ZVS，滞后桥臂实现ZCS，便可克服全桥ZVS的缺点，效率可达93％以上。
参考文献
1 Bill Andreycaf.Phase Shifted Zero Voltage Transition Design Considerations and t he UC3875 PWM Controller.Product Applicacation Handbook,1995～ 1996
2张占松,蔡宣山.开关电源原理与设计。