反激变压器计算实例
反激变压器计算实例
反激变压器计算实例 The Standardization Office was revised on the afternoon of December 13, 2020技术要求：输入电压Vin：90-253Vac输出电压Vo：输出电流Io：6A输出功率Po：166W效率η：输入功率Pin：195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压Vdc为115V，则从上图可以得到:Vpk=90*=127VVmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低（Vpk-Vmin）V。
Idc*T3=C*△V其中：△V=Vpk-Vmin=127-103=24V关键部分在T3的计算，T3=t1+t2，t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz 的交流来说，t1=5mS，然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为Vx=Vpksinθx，根据已知条件，Vx=103V，Vpk=127V，可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms/180=3mS， T3=t1+t2=8mS。
C=*8/24==570uF二、变压器的设计过程变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。
对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。
磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH，Bmax≥1）DCM变压器设计过程：开关频率选择80K，最大占空比选择，全范围DCM，则在最低输入电压Vdc下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，从而计算反射电压为Vor=95V匝比 n=Vor/(Vo+Vf)= Vf为整流二极管压降计算初级匝数计算副边匝数 Ns=Np/n=，选择7匝，则原边匝数调整为 Np=*7=23匝计算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照设计，要求在20V 输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。
反激CCM变压器算法
反激CCM变压器算法最低输入电压Vs100输出电压Vo12输出电流Io1估算效率η0.85输入功率Pi14.11764706工作频率f65000选定反射电压Vor80最大占空比D0.444444444输入电流平均值Iavp0.141176471选定电流波峰比Krp0.7输入电流峰值Ipp0.488687783输入电流有效值Irmsp0.221761931最大导通时间Ton 6.83761E-06预选工作B值Bset0.235选定磁芯型号磁芯截面积Se(mm^2)51.80.0000518 磁路长度M0.057相对导磁率2300计算原边匝数Np56.17026894选取原边匝数Np5656选取载流密度Density(4~10A/mm^2)5 计算导线截面积Sw0.044352386单股导线线径0.237636723双股导线线径0.168034538三股导线线径0.137199626四股导线线径0.118818362N股导线线径50.106274373输出整流管压降Vfo0.6次级匝数Nss8.82选取次级匝数Ns99重新核定反射电压Vora78.4重新核定最大占空比Da0.439461883重新核定最大导通时间Tona 6.76095E-06重新核定输入电流峰值Ippa0.494228461计算输出电流峰值Ips 3.07519931 2.744615计算输出电流有效值Irmss 1.567193481计算次级导线截面积0.313438696单股导线线径0.631729802双股导线线径0.446700427三股导线线径0.364729371四股导线线径0.315864901N股导线线径50.282518156反馈整流管压降Vfb0.6反馈电压Vb13反馈绕组匝数Nb9.714285714计算初级电感量Lp0.001954259验算磁芯B值Bmax0.332959974气隙长度M7.96734E-05气隙长度mm0.079673445电感系数"nH"623.169244。
反激变压器设计实例
AC输入:85-265V输出功率:10瓦 n=0.85查磁芯规格F=60KHZ时宽电压10W选EE19合适, 查得Ae=0.22平方厘米 Bm=0.22T例1:设Dmax=0.5 f=60kDCinmin=85v*1.414-20v=100vIpk=(2*Po)/DCinmin*Dmax=(2*10)/100*0.5=0.4ALP =(DCinmin*Dmax*Ts)/Ipk=[100*0.5*(1/60000)]/0.4=0.00208H=2.08mHNP =(LP*Ipk)/(Ae*Bm)=0.00208*0.4/0.22*0.22=172T例2:Pin=Po/n =10/0.85=11.76WTs=1/60000=16.7uston=Dmax*Ts=0.5*16.7=8.33Np=(DCinmin*ton)/Ae*Bm=100*8.33/0.22*0.22=172TIs=Pin/DCinmin=11.76/100=0.12AIave=(Is*Ts)/ton=0.12*16.7/8.33=0.24AImin=Iave/2=0.24/2=0.12AIpk=3*Imin=0.12*3=0.36ALP=(DCinmin*ton)/Ipk=100*0.00000833/0.36=0.0023H=2.3mH例3:Vf反射电压VmosMOS管耐压设600V留150V裕量DCinmax=ACinmax*1.414-20=265*1.414-20=355VVf=Vmos-DCinmax-150v=600-355-150=95VDCinmin*Dmax=Vf*(1-Dmax)100*Dmax=95*(1-Dmax)Dmax=0.491/2*(Imin+Ipk)*Dmax*DCinmin=(Po/n)Ipk=3*Imin1/2*(Ipk/3+Ipk)*0.49*100=10/0.85Ipk=0.36ALp=(Dmax*DCinmin)/(f*Ipk)=(0.49*100)/(600000*0.36)=0.0023H=2.2mHNP=(LP*Ipk*10000)/(Bm*Ae)=(0.0023mH*0.36A*10000)/0.22*0.22=171T完成! 回复1帖2帖 xcj-wj 营长4262005-06-12 21:48 路过,支持一下! 回复2帖3帖 philips 旅长22192005-06-13 08:37欢迎指正! 回复3帖4帖 philips 旅长 22192005-06-13 08:39第三例的f 输错了!应该是60000.但结果没错!AC 输入:85-265V输出功率:110瓦 n=0.83F=60KHZ例1:设Dmax=0.5 f=60kDCinmin=85v*1.414-20v=100vIpk=(2*Po)/DCinmin*Dmax=(2*110)/100*0.5=4.4A例2:Pin=Po/n =110/0.83=133WTs=1/60000=16.7uston=Dmax*Ts=0.5*16.7=8.33Is=Pin/DCinmin=133/100=1.33AIave=(Is*Ts)/ton=1.33*16.7/8.33=2.66AImin=Iave/2=2.66/2=1.33AIpk=3*Imin=1.33*3=3.99A为什么我算的出来的峰值电流差别那么大,是不是功率越大,误差越大?我看你的10W 误差是0.04A 啊,我的110W 误差是0.4A 啊?这在可接受的范围内吗?回复15帖162帖 hmwdjcat 工兵 4六2009-08-22 12:45因为在 反激电源拓扑中应该取n=0.75而不是0.85,所以你们的误差比较大, 回复162帖16帖 peterchen0721旅长21012005-08-21 09:02如果反激式照你的評估方式去做那還有幾個考量點請再查一下資料.1.把171T與2.2mH結合去查鐵心資料看AL值為多少(gap問題).2.利用找到的AL值去對照NIpk值(安匝)是否在曲線內.完成以上兩個工作才能說初步完成變壓器設計.否則你的電特性與磁特性無法確定是否配合的上.以上提供參考.回复16帖17帖philips旅长22192005-08-21 14:03说的也是!变压器是不可完全套公式去设计的!我大多也是靠经验来完成!不过套公式!变压器是绝对可工作的!只是某些细节要求可能达不到!。
反激变压器设计实例
反激变压器设计实例设计一个反激变压器是一个非常复杂的工程，需要考虑许多因素，包括输入电压、输出电压、功率需求、电流负载、转换效率等。
在这里，我将给出一个反激变压器的设计实例，以帮助你更好地理解。
假设我们需要设计一个输入电压为220V，输出电压为12V的反激变压器，功率需求为60W。
首先，我们需要确定变压器的转换比。
转换比可以通过输出电压和输入电压的比值来确定。
在本例中，转换比为12V/220V，即0.0545接下来，我们需要确定主电压边（Primary Side）的匝数。
主电压边上的匝数决定了变压器的转化比。
然后，我们需要确定次电压边（Secondary Side）的匝数。
次电压边的匝数通过主电压边的匝数和转换比来计算。
在本例中，次电压边的匝数为1000*0.0545，约为54.5、为了简化设计，可以选择将次电压边的匝数设定为55接下来，我们需要根据功率需求来确定变压器的尺寸。
功率可以通过输入电压和电流来计算。
在本例中，输入电压为220V，功率为60W，那么电流为60W/220V，约为0.27A。
然后，我们可以根据电流负载来确定导线截面积。
在本例中，电流为0.27A，我们可以选择导线截面积为0.5mm²。
接下来，我们需要计算主电压边的绕线长度。
主电压边的绕线长度可以通过主电压边的匝数和导线的长度来计算。
在本例中，主电压边的匝数为1000，并且我们选择导线长度为2m，那么主电压边的绕线长度为1000*2m，约为2000m。
然后，我们需要计算次电压边的绕线长度。
次电压边的绕线长度可以通过次电压边的匝数和导线的长度来计算。
在本例中，次电压边的匝数为55，并且我们选择导线长度为2m，那么次电压边的绕线长度为55*2m，约为110m。
接下来，我们需要计算变压器的转换效率。
转换效率可以通过输出功率和输入功率来计算。
在本例中，输出功率为60W，输入功率可以通过输入电压和电流来计算，即220V*0.27A，约为59.4W。
最新反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算
反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算咱先看下在理想情况下的VDS波形上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态！从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢？这里我们引出一个反激的重要参数：反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。
可以用公式表示为VF=VOUT/(NS/NP),（因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的）式中VF为反射电压；VOUT为输出电压；NS为次级匝数；NP为初级匝数。
比如，一个反激变换器的匝比为NP:NS=6：1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/（1/6）=72V。
上边是一个连续模式（CCM模式）的理想工作波形。
下面咱在看一个非连续模式（DCM模式）的理想工作波形从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。
那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM)还是非连续模式（DCM）？是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。
如图所示从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式（CCM)；只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）;介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。
以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。
类似于下图这个图是一个48V输入的反激电源。
从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。
这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。
反激变压器计算表格
副边整流器数量（NSD）
NsD=(Np*10^-3)/匝数密度+1（匝数密度取20~30匝/mm）
12
原边电感量（H）
Lp=输入电压/开关频率/原边电流峰值
13
副边电感量（H）
Ls=输出电压/开关频率/副边电流峰值
8
副边匝数（Ns）
Ns=输出电压/磁芯工作磁感应强度副边导线截面积开关频率/2pi磁导率*效率系数（取0.95）
9
原边导线截面积（mm²）
A=输入电流/磁芯工作磁感应强度开关频率/2pi磁导率效率系数（取0.95）
10
副边导线截面积（mm²）
A=输出电流/磁芯工作磁感应强度开关频率/2pi磁导率效率系数（取0.95）
反激变压器计算表格
以下是一个简单的反激变压器计算表格示例：
序号
计算项目
参数/值
1
输入电压（V）
220
2
输出电压（V）
Байду номын сангаас12
3
输出电流（A）
5
4
开关频率（Hz）
50000
5
磁芯材料
铁硅铝（μ=15000）
6
磁芯规格（cm）
7x7x4.3
7
原边匝数（Np）
Np=输入电压/磁芯工作磁感应强度原边导线截面积开关频率/2pi磁导率*效率系数（取0.95）
反激变压器设计实例
I2 SRMS
− IO2
= 1.3( A)
副边交流电损耗： Pac2 = I ac22 * Rac2 = 0.073(W )
副边绕组线圈总损耗： P2 = Pdc2 + Pac2 = 0.113(W )
总的线圈损耗： Pw = P1 + P2 = 0.153(W ) 2）磁芯损耗：
峰值磁通密度摆幅： ∆B = BMAX K RP = 0.1(T ) 2
原边交流电流分量有效值： Iac1 =
I2 RMS
− I AVG 2
= 0.107( A)
原边交流电损耗： Pac1 = I ac12 * Rac1 = 0.0229(W )
原边绕组线圈总损耗： P1 = Pdc1 + Pac1 = 0.04(W )
副边直流电阻： Rdc2 = ρ * l = 0.04(Ω) A
7
5
原边导线厚度与集肤深度的比值： Q = 0.83d d / s = 0.5678 ∆
d为原边漆包线直径0.23mm，s为导线中心距0.27mm， ∆ 为集肤深度0.31mm。 原边交流电阻与直流电阻比：由于原边采用包绕法，故原边绕组层数可按两层考虑，根据上
式所求的Q值，查得 Fr = Rac1/ Rdc1 ≈ 1 。 原边交流电阻： Rac1 = Rdc1× Fr = 1.993(Ω)
选择磁芯材料为铁氧体，PC40。
4、选择磁芯的形状和尺寸：
在这里用面积乘积公式粗选变压器的磁芯形状和尺寸。具体公式如下：
反激变压器工作在第一象限，最高磁密应留有余度，故选取BMAX=0.3T，反激变压器的系数 K1=0.0085（K1是反激变压器在自然冷却的情况下，电流密度取420A/cm2时的经验值。）
反激变压器设计实例
⎡ 0.4 × π × N P 2 × AE LE ⎤ 气隙长度： Lg = ⎢ − ⎥ × 10 = 0.1(mm) LP × 100 µr ⎦ ⎣
6、选择绕组导线线径： 变压器有效的骨架宽度： BWE = LX × [BW − (2 × M )] = 31.6(mm)
LX为原边绕组层数，在这里采用4层。
Fr = Rac1 / Rdc1 ≈ 1.1 。
副边交流电阻： Rac 2 = Rdc 2 × Fr = 0.0434(Ω) 副边交流电流分量有效值： Iac 2 = I SRMS − I O = 1.3( A)
2 2
副边交流电损耗： Pac 2 = I ac 2 * Rac 2 = 0.073(W )
4
M为线圈每端需要的爬电距离，在这里取2mm。 计算原边绕组导线允许的最大直径（漆包线） OD = ：
BW E = 0.29(mm) NP
根据上述计算数据可采用裸线径DIA=0.23mm的漆包线绕置，其带漆皮外径为0.27mm， 刚好4层可以绕下。 根据所选线径计算原边绕组的电流密度： J =
4 × I RMS = 3.44( A ) π × DIA 2 BW E − 2 × M = 0.79( mm) NS
2
副边绕组线圈总损耗： P 2 = Pdc 2 + Pac2 = 0.113(W ) 总的线圈损耗： Pw = P1 + P 2 = 0.153(W ) 2）磁芯损耗： 峰值磁通密度摆幅： ∆B =
BMAX K RP = 0.1(T ) 2
磁芯损耗： Pc = Pcv × Ve = 0.003(W )
2
5
原边导线厚度与集肤深度的比值： Q =
0.83d d / s = 0.5678 ∆
反激变压器计算实例
技术要求:输入电压Vin: 9 0 -253Vac 输出电压Vo:27、6 V输岀电流Io: 6 A输出功率Po: 1 6 6W 效率<1 ： 0 . 85输入功率Pin:195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到得电压Vd c为115 V,则从上图可以得到：Vp k =9 0 *1.4 1 4=1 2 7VVmin=Vd c —(Vpk—V d c) = 10 3 V将电源模块等效为一个电阻负载得话，相当于在T3时间内电容对恒泄功率负载进行放电, 电容电压降低(Vp k —Vmin)V aIde* T 3 =C*AV其中：A V =Vpk—Vmin = 127-1 0 3 = 24V关键部分在T3得计算,T3 = tl+t2,t2为半个波头,时间比较好算，对于50H Z得交流来说,t 1 =5mS,然后就就是计算t 2 ,英实t 2也很好计算，我们知道交流输入电压得公式为Vx=Vpksin 0 x,根据已知条件0 3V,Vpk= 1 27V,可以得到()X =54 度，所以t 2=54*10 m s / 1 8 0= 3 m S z T3=t 1+t2=8mSo—7*8/24=0、57mF= 5 70u F二、变压器得设计过程变压器得设计分別按照DCM. CCM、QR两种方式进行计算，英实QR也就是DCM得一种，不同得地方在于QR得工作频率就是随着输入电压输出功率得变化而变化得。
对于变压器磁芯得选择，比较常用得方法就就是AP法，但经过多次具体设汁及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级得反激，选择PQ 3 53 5得磁芯即可、磁芯得参数如下:AE=19 0 mm 2 Z AL= 4 300nH,Bmax^0. 32T1)DC M变压器设计过程：开关频率选择80K,最大占空比选择0 .4 8,全范围DCM,则在最低输入电压V d c下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡,可以得到以下公式，V d c*Dmax=V o r^fl-Dmax),匝比压降n = V o r/(Vo+Vf )=3、3 2 Vf为整流二极l=Vinmi从而il•算反射电压为V or=9 5V计算初级匝数计算副边匝数则原边匝数调整为Ns=N p / n=6o 3 2,选择7 匝，Np=3、32*7=2 3 匝讣算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照20-27.6V设计,要求在2 0 V输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。
反激变压器计算实例.docx
技术要求：输入电压Vin : 90-253Vac 输出电压Vo：27.6V 输出电流Io: 6A输出功率Po: 166W 效率η: 0.85输入功率Pin：195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压VdC 为115V，则从上图可以得到：Vpk=90*1.414=127VVmi n=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低(VPk-Vmin)V Oldc*T3=C* △ V其中：△ V=VPk-Vmi n=127-103=24V关键部分在T3的计算，T3=t1+t2 , t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS,然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为VX=VPkSin θX,根据已知条件，Vx=103V , Vpk=127V ,可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms∕180=3mS , T3=t1+t2=8mS。
C=1.7*8∕24=0.57mF=570uF二、变压器的设计过程变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。
对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。
磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH, Bmax≥0.32T1) DCM变压器设计过程：开关频率选择80K,最大占空比选择0.48,全范围DCM,则在最低输入电压VdC下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax),IrmS = IPk L* n*^Dma^ ≡12.3AV 3根据电流有效值， 求，即可得到合适的变压器。
100w反激变压器计算
确定初级电感量Lp： Lp=Dmax*Vin(min)/(fSW*^Ip) 根据左侧公式计算 Lp= 4480.776 µH 确定初级匝数Np和次级匝数Ns： ^B= 2500 Gs 根据查表数据确定^B 和Ae值 Ae= 83.6 mm2 Np= 145.4545 匝 根据左侧公式计算 VDS=Vin(max)+Np/Ns(Vo+VD) VDF=Vout+Ns/Np*Vin(max) MOSFET的漏源电压 整流二极管正向电压 Ns= 3.272727 匝 VDS= 663.3333 V V VDF= 14.225
反激变压器计算
适应场合 最高输入电压(DC) 典型输入电压(DC) 最低输入电压(DC) 输出电压 整流管正向压降 输出电流 输出功率 工作频率 最大占空比 工作周期 导通时间 Vin(max)= Vin(typ)= Vin(min)= Vout= VD= Iout= Pout= fSW= 410 390 380 5 0.7 11 55 75 V V V V V A W kHz
设最大占空比时，开关管导通时，原边电流为Ip1，关 断时原边电流上升导Ip2。若Ip1=0，则变换器工作在断 续模式，否则工作于连续模式(设Ip2=3*Ip1)。 0.5*(Ip1+Ip2)*Dmax*Vin(min)=Pout/η 根据左侧公式计算 Ip1= Ip2= ^Ip= Ip= 0.226151 0.678454 0.452303 0.452303 A A A A
优ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ点
相关公式 Pout=Vout*Iout T=1/fSW tON=Dmax*T tOFF=T-tON
Dmax= 0.4 T= 13.33333 µs tON= 5.333333 µs
反激变压器计算
Ip
0.444
Lp * Ip 1012*0.444
Np=
*104=
*104=72.5T≈72T
B * Ae
2000 * 31
(假设 B 取 2000 高斯)
Vo= Ns *Vin * Don max
Np
1− Don max
5.4= Ns *100* 0.45
72
1− 0.45
Ns=4.75≈5T
建议变压器使用 EPC19，Ae=22.7mm2，芯片使用 VIPER22，开关频率为 100KHZ 则 Np=(72.5/22.7)*31≈100T , Ns=6.6T,Ns 可取 7T 也可取 6T，当取 7T 时，根据公式：
Vo= Ns *Vin * Don max
Np
1− Don max
Donmax 变为 0.43 当取 6T 时，根据公式：
Ns
Don max
Vo= *Vin *
Np
1− Don max
Donmax 变为 0.474
只要保证在最低电压下占空比 Donmax 小于 0.5 即可，同时再将新的 Donmax 代
1. EE19 , Ae=31mm2 ,f=100KHz ,T=1/f=10us,Vin=DC100V,假设 Donmax=0.45, Po=8W,假设 Vo=5V/1.6A
按低压端临界，全范围内断续设计
2Po
2*8
Ip=
=
=0.444A
Vin * Don max*η 100*0.45*0.8*
Lp= Vin *Ton = 100*0.45*10 =1012uH≈1mH
(假设 B 取 2000 高斯)
Ns
0.45
开关电源反激式变压器计算公式与办法
精心整理
原边电感量：Lp=(Dmax*Vindcmin)/(fs*ΔIp)
开关管耐压：Vmos=Vindcmax+开关管耐压裕量(一般用150V)+Vf
*反激电压(Vf)的计算:Vindcmin*Dmax=Vf*（1-Dmax ）
原边与副边的匝比：Np/Ns=Vf/Vout
原边与副边的匝比：Np/Ns=(Vdcmin*Dmax)/[Vout*(1-Dmax)]
原边电流：[1/2*（Ip1+Ip2）]*Dmax*Vindcmin=Pout/η
磁芯：AwAe=(Lp*Ip2^2*10^4/Bw*Ko*Kj)*1.14
原边匝数：Np=(Lp*Ip^2*10^4)/(Bw*Ae)
即为反的电压，会“折射”到原边（用同名端对电位），叠加在开关管高压端。
同理当原边开关管导通时，次级二极管是截止的，二极管上的电压除了输出电压Vo,还有原边“折射”过来的电压Vin(dc)/n ，及Vo+[Vin(dc)/n,].。
所以，匝比的
设计，除了影响占空比，也影响着原边开关管及次级二极管的应力选择。
在变压器线圈匝数未知的情况下，如何计算磁芯工作时的磁感应强度Bw ？测量其电感量（可用压。
反激式变压器计算实例
1.8A充电器变压器计算实例所谓反激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正好被直流电压激励时，变压器的次级线圈没有向负载提供功率输出，而仅在变压器初级线圈的激励电压被关断后才向负载提供功率输出，这种变压器开关电源称为反激式开关电源。
高频变压器的关键是选定磁芯，常用的是AP法：（1）AP=Aw*Ae=｛(L p*Ip2*104)/(450*△B*K0)｝1.143cm4或（2）AP=Aw*Ae=P*104/(K f*K u*B AC*F*J) cm4（1）中A w为窗口面积（单边），Ae为磁芯有效截面积（因为磁芯是不规则的），L p(H)是初级电感量,I P(A)是峰值电流,△B（T）是磁感应变化量(有些参考书以GS表示，1GS=10-4T),一般取≦0.3T(3000GS)，或I sat/2此值过大，磁性损耗大，容易饱和，过小，磁芯体积会很大，功率小的电源可以取大一点，因为面积体积比大，散热条件好，反之则相反，频率高的取小一点，频率高了，磁芯损耗就大了,厂家给出的参考值是50mT-300mT,推荐值是100-200mT.K0是窗口利用率，取0.2—0.4，具体要看绕组结构，比如挡墙胶带会占用一部分空间，如果磁芯是矮型的，挡墙就占很大比例了，这时窗口利用率就很低了，而如果采用三层绝缘线，窗口利用率就提高了（可以不用挡墙），K0就可以取大一点，公式中的450是电流密度=450A/cm2常用电流密度为200A/cm2(2A/mm2)，与400A/cm2(4A/mm2).或1000CM/A=200A/cm2 500CM/A=400A/cm200A/cm2(2)中，P（W）为总功率,K f为波形系数=0.4（CCM连续模式,CDM断续模式,CRM 临界模式可能不一样，但一般都以CCM计算，电流波形请看附图1）,K u是窗口利用率，取0.2—0.4,B AC为工作磁芯密度（T），F(Hz),J为电流密度(A/cm2)。
反激变压器计算实例
反激变压器计算实例
摘要
电力反激变压器是一种高度结构封闭的磁芯变压器，它将高频交流电路中的振荡电流转换成相同的交流电压，它被广泛使用于电网的变压调节和补偿系统，也可作为升压器来提供高压交流电源。
本文将详细介绍反激变压器的原理，结构，工作原理和计算实例。
介绍
反激变压器是一种典型的电力变压器，它的结构和原理完全与普通变压器相同，只是它采用反馈原理，把输入端的高频振荡电流通过反馈电路转换成输出端的一致的标准交流电压。
它可以用多种方法来实现，但原理上都是一样的，即利用一个反馈回路来控制变压器的主磁路，从而达到调节输出电压的目的。
反激变压器可以用于升压或降压，也可以用来调整电压的相位或频率，它能实现高负载率和低负载率的调节，并有效地补偿电力网络的瞬时负荷。
结构
反激变压器由三个部分组成：主绕组，反馈绕组和控制电路。
主绕组是基本的变压器绕组，是电能转换的核心部分，它是由若干个绕线组成的导线环，一个是输入绕组，一个是输出绕组，另外一个是通常用来作为铁心的铁芯绕组。
反激变压器计算实例
输出电压Vo：输出电流Io：6A输出功率Po：166W效率η：输入功率Pin：195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压Vdc为115V，则从上图可以得到:Vpk=90*=127VVmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低（Vpk-Vmin）V。
Idc*T3=C*△V其中：△V=Vpk-Vmin=127-103=24V关键部分在T3的计算，T3=t1+t2，t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS，然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为Vx=Vpksinθx，根据已知条件，Vx=103V，Vpk=127V，可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms/180=3mS， T3=t1+t2=8mS。
C=*8/24==570uF二、变压器的设计过程变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。
对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。
磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH，Bmax≥1）DCM变压器设计过程：开关频率选择80K，最大占空比选择，全范围DCM，则在最低输入电压Vdc下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，从而计算反射电压为Vor=95V匝比 n=Vor/(Vo+Vf)= Vf为整流二极管压降计算初级匝数计算副边匝数 Ns=Np/n=，选择7匝，则原边匝数调整为 Np=*7=23匝计算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照设计，要求在20V输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。
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技术要求:输入电压Vin:９０－253Vac
输出电压Vo:27、６V
输出电流Io:６A
输出功率Ｐo:１６6W
效率η:０、85
输入功率Pin:195W
一、输入滤波电容计算过程:
上图为整流后滤波电容上电压波形,在最低输入电压下,如果我们想在滤波电容上得到得电压Vdｃ为115Ｖ,则从上图可以得到:
Vｐｋ=9０*1.４１4=1２7Ｖ
Vmin=Vdｃ—(Vpk—Vｄc)＝10３V
将电源模块等效为一个电阻负载得话,相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电,电容电压降低(Vpｋ—Vmin)V。
Idc＊Ｔ３＝C*△V
其中:
△Ｖ＝Vpk—Vmin＝127－1０3＝24V
关键部分在Ｔ3得计算,T3＝t1+t2,t1为半个波头,时间比较好算,对于50Hｚ得交流来说,t １=5mS,然后就就是计算t２,其实t２也很好计算,我们知道交流输入电压得公式为
Vx＝Vpksinθx,根据已知条件,Vx=1０3Ｖ,Ｖpk=１27V,可以得到θｘ＝54度,所以ｔ2=54＊1０ｍｓ／1８0=３mＳ, Ｔ3＝t１+t2＝8mS。
Ｃ=1.7＊８/２4=0、57mF=５70uＦ
二、变压器得设计过程
变压器得设计分别按照DCＭ、ＣCM、ＱR两种方式进行计算,其实QR也就是DCM得一种,不同得地方在于QＲ得工作频率就是随着输入电压输出功率得变化而变化得。
对于变压器磁芯得选择,比较常用得方法就就是AP法,但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合,一般可以直接选择磁芯,象这个功率等级得反激,选择PＱ３53５得磁芯即可、磁芯得参数如下:ＡE=1９０mm２,AL＝４300nH,Bmax≥0。
32T
１)DＣM变压器设计过程:
开关频率选择80K,最大占空比选择０.4８,全范围DCＭ,则在最低输入电压Vｄc下,占空比最大,电路工作在BCM状态,根据伏秒平衡,可以得到以下公式,
Vｄc*Dｍax＝Vｏr＊(1-Ｄmax),
从而计算反射电压为Vｏr=9５V
匝比ｎ＝Ｖｏｒ/(Vo＋Vｆ)=3、３2 Vｆ为整流二极管压降
计算初级匝数
计算副边匝数Ns＝Ｎｐ／n=6。
３2,选择7匝,
则原边匝数调整为Nｐ=3、３2＊7=２３匝
计算辅助绕组匝数,输出电压变化范围按照20—27.6V设计,要求在2０V输出下辅助绕组能正常供电,所以,辅助绕组选择4匝。
初级电感量Po=0、5L＊I＊I＊Ｆ/ηI=Vinmiｎ*Ｄmａｘ／(Ｌ＊F)
,
将各个参数代入,得到L值L=78uH
初级电流峰值:
初级电流有效值:
次级电流有效值:
根据电流有效值,可以选择变压器线径,根据匝数绕电感后,调整气息使电感量满足要求,即可得到合适得变压器、
以下黄色字体部分,就是根据batterｙli提到,对于DCM,变压器得△B值可以适当选得大一些,从而降低匝数减小漏感,可以减小尖峰。
因此按照△B=０、２设计得变压器。
开关频率选择80K,最大占空比选择０、４8,全范围DCM,则在最低输入电压Ｖdc下,占空比最大,电路工作在ＢＣM状态,根据伏秒平衡,可以得到以下公式,
Ｖdc＊Dmax＝Vor＊(1-Dmaｘ),
从而计算反射电压为Vor=95V
匝比n=Vｏr/(Ｖo+Vf)＝3.32Vｆ为整流二极管压降计算初级匝数
计算副边匝数Nｓ=Np/ｎ=4、8,选择5匝,
则原边匝数调整为Np=3.32*5=１７匝
计算辅助绕组匝数,输出电压变化范围按照２0-２7、6Ｖ设计,要求在2０V输出下辅助绕组能正常供电,所以,辅助绕组选择3匝。
初级电感量Po=0、５L*I＊I＊F／ηＩ=Vinｍiｎ＊Dmaｘ/(Ｌ＊F)
,
将各个参数代入,得到L值L＝78ｕH
初级电流峰值:
初级电流有效值:
次级电流有效值:
根据电流有效值,可以选择变压器线径,根据匝数绕电感后,调整气息使电感量满足要求,即可得到合适得变压器、
2)CCM变压器设计过程:
CＣＭ变压器得设计,必须首先确定一个负载点,在该状态下,变压器工作在ＢＣM状态下,如果负载继续增加则进入CCM,如果负载减小,则进入ＤCM,一般情况下,我会选择最低输入电压下额定负载得70％为BCＭ状态、
计算初级匝数
从上面得计算结果可以瞧到,无论就是ＤCM还就是CCM,其实对于同一个变压器来说,初级匝数就是不变得。
70%负载情况下,输出功率为Ｐ0、7=27.６＊6＊0、7＝116W,因此峰值电流为
,
从这个时刻,如果继续增加负载电流,变压器进入CＣM状态,占空比不变,所以,峰峰值电流也就就是这个值,因此ΔI=４。
94A
满载情况下,输入平均电流
设峰值电流为ＩPＫ则(ＩＰK＋ＩPＫ-4、94)×Ｄ/2=
I PＫ=6A
根据△I占Iｐk得比例,确定△Bｍａx,△Ｂｍax/Ｂｍａx＝△I／Ipｋ得到△Bｍax=４、94＊０.32/６=0。
2６Ｔ,选择△Ｂ为0.18T,计算变压器原边匝数
根据伏秒平衡,可以得到以下公式,
Vdｃ＊Ｄmａｘ＝Ｖoｒ*(1-Dｍax),
从而计算反射电压为Voｒ=95Ｖ
匝比ｎ=Vｏr/(Vo＋Vf)＝3、32Vｆ为整流二极管压降副边匝数Ns＝1８／３。
３2=5.4,选择６匝,
原边匝数调整为Ｎｐ=3.32*6=20
计算辅助绕组匝数,输出电压变化范围按照20—２７、6V设计,要求在2０V输出下辅助绕组能正常供电,所以,辅助绕组选择4匝。
根据△I=Vdc*Dmax／Lp*F,可以得到变压器原边电感值
3)ＱR模式变压器得设计过程
最低输入电压103V,最大占空比Dｍaｘ选择0。
4８,在最低输入电压情况下,变压器工作在临界模式,则根据伏秒平衡
Ｖｄｃ*Dmａx=Vｏｒ＊(1－Dmaｘ),
Vor= Vｄc＊Dmax/(1-Dmａx)
=10３*0、4８／(１—０、48)
=95V
匝比n=Voｒ/(Vo+Vf)=95／(２7、6+1)=3、3２
采用0B2２03,如果全范围内都工作在ＱR状态下,则在同一负载条件下,工作频率只跟随输入电压变化,频率变化比如下:
,
将Vo＝27.6V、Ｖｆ=１V、VdcL=115V、n＝3、3２、VｄcH＝36０V代入,可以得到FsH=2.25FsL,如果将低压满载工作频率设置在５0ｋ,则高压满载工作频率则工作在2。
25＊５0=１12.5 k。
变压器工作在QR模式时,ＭOS管开通时,变压器原边储存能量,在MＯS关关闭时刻完全传递到副边,每个周期变压器原边储存得能量为
变压器传递到副边得总能量等于每个周期传递得能量与频率得乘积,所以
原边峰值电流可以通过下式得到
将Po=１６６Ｗ、η=0.85、Vdc＝115V、Dmaｘ=0。
4８、F=５0K带入上式可以得到变压器原边电感L＝1５6uH
在最低输入电压情况下,初级峰值电流最大,初级电流峰值最大值
初级电流波形为三角波,所以有效值为
次级电流有效值
则初级绕组匝数
匝
次级绕组匝数Ns=26／3、3２=8匝,选择8匝,则原边调整为27匝
由于负载为两串铅酸蓄电池,最低充电电压按照20V计算,辅助绕组选择4匝。
MOS管得选择
初级峰值电流6、３4A,按照１。
5倍余量选择,MOＳ管电流选择6、34＊1.5=9。
５A 输入电压最高值36０Ｖ,反射电压９5V,考虑尖峰电压1０0V,MＯS管耐压按照０。
85得余量选择,则MOＳ管耐压应不低于
库存ＭOS管中,满足电压电流条件得型号为ＦＱA13N80,所以选择该型号MOS管、
输出二极管得选择
变压器变比27:8,当输入电压最高时,折算到副边得电压为
360*8/27=107V
因此二极管承受得反向电压为１07+２7。
６=135V,考虑尖峰电压５0V,二极管耐压按照０、８5得容量选择,则
V=(1３5+5０)/0。
８５=218V
副边峰值电流为6、34＊27/8=21A
库存最接近得二极管就是ＳTＴH30０３,耐压30０V,两个１5Ａ二极管并联。