反激电路设计DCDC-6.5V4A
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T1 13：3：7 C1 2.2n
输入电压 ：36~60VDC
UH20 C3 1000u 16V C4 1000u 16V C5 1000u 16V
R1 5K
R2 43K FR105 IFR630 C2 25V 22u R5 22 R4 10K R3 0.1/2W FR105
R7 470
R8 150
lg =
2 u0 × N p × Ae
Lp
式中 lg ———气隙长度 m m； u0 ——— 4Π ×10−7 ； N p ———原边匝数；
L p ———原边电感 m H; Ae ———磁芯面积 mm 2 。代入数据得： lg =
2 u0 × N p × Ae
Lp
=
4Π × 10−7 × 132 × 83.6 = 0.49mm 0.0361
=
0.304 ×10−6 = 9.68 0.314 ×10−7
取 S np = 10
Aws =
S ns =
I 2 rms = 1.378 ×10−6 m 2 Jc
Aws = 43.89 wireA
取 S ns = 44 （10）变压器绕组的绕制结构 因为变压器绕制结构的好坏，会直接影响电源输出的纹波的大小，因而在本 电路采用三明治绕法：首先将一次侧绕组并绕于第一层上；然后绕二次侧，最后 将辅助供电绕组绕于最上层。 （1 1 ）实测电感值 绕完变压器后，经测试一次侧的电感实际值为 3 5 . 8 u H ，二次侧的电感值为 1 . 8 9 u H , 漏感为 3 . 6 u H 。 2） 、开关管的选择 因为开关管的工作频率为 1 0 0 k H z , 故选择 M O S F E T 作为开关管， 选择管子的漏 极电压应满足：
L1 = n 2 L2 = 4.362 × 1.9 = 36.1uH
（4 ）初级峰值电流 I1 p = U i'Ton 35 × 0.42 × 10 = = 4.072 A L1 36.1
平均电流 I1 =
I1 pTon 2T
பைடு நூலகம்
=
I1 p D 2
=
I T 4.072 × 0.42 = 0.855 A Ipav = p on 2 2T
这样就大大减少了开关管的电压应力。
Uin *
R1 C1 T D0
Uout
C0 Rload
开关电源设计报告
一、 系统原理与理论分析计算
本文以 UC3842 为核心控制部件，设计一款 DC36V~60V 输入，DC6.5V/4A 输出的单端反激式开关稳压电源。开关电源控制电路是一个电压、电流双闭环控 制系统。变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此，增益带宽乘积得到了提 高，稳定幅度大，具有良好的频率响应特性。其电路原理图如图 1 所示。
PC817
R10
C10
2.7K 2.2nF C11 D2 0.01uF 1
3 2
TL431
R9 10K
图 1 电路原理图 1、简要介绍其工作原理： 本电路有三部分组成：主电路，控制电路和保护电路。其中主电路采用的是
单端反激式电路， 它是升降压变换器的推演并加隔离变压器而得。此电路的优点 是：电路简单，能高效提供直流输出，且它是所有电路拓扑中输入电压范围最宽 的。这对于输入环境恶劣发热负载时比较好的。它的缺点是：输出纹波较大，但 这可以通过在输出端增加一级 LC 滤波器来减小纹波。这种电路通常适合应用在 输出功率在 250W 以下，电压和负载的调整率在 5%~8%左右的电路中。反激式 电路也有电流连续和电流断续两种工作模式， 但值得注意的是反激式电路工作于 电流连续模式下会显著降低磁芯的利用率， 所以本文设计电路工作在电流断续模 式下。 控制电路是开关电源的核心部分，控制的好坏直接影响电路的整体性能， 在这个电路中采用的是以UC3842为核心的峰值电流型双闭环控制模式。即在输 出电压闭环的控制系统中增加直接或间接的电流反馈控制。 电流模式控制可以使 系统的稳定性增强，稳定域扩大，改善系统的动态性能，消除了输出电压中由输 入电压引入的低频纹波。 保护电路是开关电源中必不可少的补充，在这个电路中引入了输入过流保 护、输出过流保护、输出过压保护、过热保护等。其中输入过流保护是通过在原 边引入取样电阻R 1 4 ，接到U C 3 8 4 2 的3 脚，当R 1 4 上的电压超过1 V ，会关断P W M 的输 出从而起到保护作用， 输出过压保护是通过输出电压分压后送到误差放大器的反 相端，和电压基准比较从而来控制R 9 的电压，来控制U C 3 8 4 2 的输出占空比，达到 输出电压稳压的作用。 C 6 用来滤除芯片反馈网络调节误差比较器的输出端（1 脚） 的高频迭加信号。R 5 为开关管的驱动电阻，一般在1 0 ～1 0 0 Ω取值，本电路取2 2 Ω。R 5 越大，开关管导通越慢, 开关管上的损耗也越大。 R 4 取1 0 k Ω左右，主要 是防止M O S 管栅极悬空。C 1 0 、R 1 0 起对三端稳压管T L 4 3 1内部放大器进行相位补 偿的作用。C 7 、R 1 3 是U C 3 8 4 2 误差放大器的补偿网络。 当系统输入电压时，电路先由启动电阻R2（43kΩ）提供启动电流后，由自 馈线圈、二极管FR107、C2构成辅助电源, ,使UC3842的7脚电压达到16V时，使 UC3842 启动并有输出, 使MOS 开关管导通, 能量存贮在变压器T 1中. 此时, 由 于二次侧各路整流二极管反向偏置,故能量不能传到T 1 的二次侧, T 1 的一次侧 电流通过电阻R14 检测并与UC3842 内部提供的1V 基准电压进行比较, 当达到 这一电平时, 开关管关断, 所有变压器的绕组极性反向, 输出整流二极管正向偏 置, 存贮在T 1 中的能量传输到输出电容器中。启动结束后, 反馈线圈的电压整 流后经取样电阻分压回送到误差放大器的反向端(脚2) 和UC3842 内部的2.5V基 准电压作比较来调整驱动脉冲宽度, 从而改变输出电压以实现对输出的控制。这 样, 能量周而复始地存贮释放, 给输出端提供电压。 2、电路主要参数的设计
f = 100kHz ，则解得 B = 0.109T
应用经验公式，则
L∆I I1L Ap = × ∆Bmax K 2
4/3
36.1×10 −6 × 4.072 × 0.855 = 0.109 × 0.006
4/3
= 0.11cm4
（6 ）磁芯选择 根据 Ap = 0.11cm4 ，选择 E I 2 8 , 其 Ap = 0.60cm4 （7 ）计算匝数 次级峰值电流 I 2 p 为：
U i' min = U i min − U s ， U s 为输人电路所有压降，这里取 1 V ; U o' = U o + U 2 , U 2 输出
电路中所有压降，包括整流器压降、电流取样电阻压降和线路压降等，这里取 1 V 。于是有：
n= L1 U i' × D 35 × 0.42 = ' ηT = 0.95 = 4.36 L2 U o × Dr 7.5 × 0.45
D 0.42 = 4.072 × = 1.52 A 3 3
初级导线截面积 A1 为
γ = 0.2 ×10 −3 m
wireA =
π
4
× γ 2 = 0.314 × 10−7 m 2
Awp =
I prms Jc
=
1.52 = 0.304 × 10−6 m 2 5 × 106
S np =
Awp wireA
（9 ）计算导线尺寸和线圈结构 次级电流有效值 I 2 为：
I 2 rms = I 2 p
Dr 0.45 = 17.8 × = 6.89 A 3 3
mm 2 , 选取电流密度 5 A / 导线面积 A2 为
A2 = 6.89 = 1.378mm 2 5
初级电流总有效值 I1 为
I prms = I1 p
（3 ）次级电感量 L2 和初级电感量 L1 L2
(U D ) =
' o r
2
2 fP
' o
' o
，式中 Po' 为变压器输出功率。代入数据得：
2
L2
(U D ) =
r
2 fPo'
=
(7.5 × 0.45)2 = 1.9uH 2 × 100 × 103 × 7.5 × 4
根据变比得到初级电感量 L1 为
（5 ）选择磁芯材料和尺寸 选择 M a g n e t i c s 公司 P 材料，1 0 0 ℃饱和磁感应 Bs100o C = 0.39T ，查磁芯手册 可知
3 ) 与频率、磁感应关系为： 频率为 1 0 0 k 时损耗( m w / c m
P = 0.0434 f 1.63 B 2.62 (mw / cm3 ) 式中： f 为频率（k H z ）, B为磁感应强度（k G s ） ，如果 P = 100mw / cm3 ，
1） 、反激变压器设计 变压器的设计计算是整个电源设计的关键， 它的设计好坏直接影响电源性能。 已知要求 输入电压：Vmin=36VDC 输出电压：Vo=6.5V 输出电流：Io=4A （1 ）工作频率和最大占空比确定 选定开关频率 f = 1 0 0 k H z ，则周期 T = 10us 。因为宽输人范围，采用电流断续 模式。在宽电压输人时当输入电压为最小时取最大占空比 Dmax = 0.42 , 复位占空 比 Dr = 0.45 ，保证整个输入电压范围下 ( D + Dr ) < 1 。 （2 ）计算变比： 变比可由下式计算得到：
U DS (min) > U o'
N1 + U i (max) N2
U i (max) = 60Vdc
故
U DS (min) > U o'
N1 13 + U i (max) > 7.5 × + 60 = 92.5V （忽略漏感引起的尖峰） N2 3
取2 0 0 V 漏极电流 I D ：对于反激式变换器，选择开关管的额定平均电流时，大约取最 大输入平均电流的 1 . 5 倍是比较理想的。 I D = 1.5 × 0.855 = 1.28 A 可以选用管子 I R F 6 1 0 （ U DS = 200V ， I D = 3.3 A ）（实际因没买到 I F R 6 1 0 的
n= L1 U i' × D = ' ηT L2 U o × Dr
Vmax=60VDC
' 式中 ηT 为变压器效率， U i' 和 U o 为变压器初级电压和次级电压；一般变压器
效率 ηT = 0 . 9 5 ~ 0 . 9 8 ，包含导线铜损耗、磁芯损耗以及漏感引起的籍位损耗，这 里取ηT = 0 . 9 5 。
I2 p =
2Io 2 × 4 = = 17.8 A Dr 0.45
次级匝数： N2 = L2 I 2 p ∆Bmax Ae ×10 −2 = 1.9 × 17.8 匝，则有： × 10 −2 = 2.58 ，取 3 2 × 0.109 × 0.6
N1 = 4.36 × 3 = 13.08 ，取 1 3 匝。初级匝数取整对变比影响很小，占空比、初 级电流等不必重算。 辅助绕组的匝数根据 U C 3 8 4 2的工作电压在 1 0 —1 6 V ，通过电压与匝比的关 系，可以确定副边绕组的匝数约为 7 匝。 （8 ）气隙长度计算
RDS ( on ) = 0.12Ω ）代替。 开关管，采用了 I R F 6 3 0 （ U DS = 200V ， I D = 9 A ,
3） 、箝位电路的设计 RCD 箝位电路的工作原理是：当开关管导通时，能量存储在 Lp 和漏感 Llk 中，当开关管关闭时，Lp 中的能量将转移到副边输出,但漏感 Llk 中的能量将不 会传递到副边。如果没有 RCD 箝位电路，Llk 中的能量将会在开关管关断瞬间 转移到开关管的漏源极间电容和电路中的其它杂散电容中， 此时开关管的漏极将 会承受较高的开关应力。若加上 RCD 箝位电路，Llk 中的大部分能量将在开关 管关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容上， 然后这部分能量被箝位电阻 Rc 消耗。
C6 0.1u R13 40K C8 470p 1K R14 C9 2.2nF R15 1k 20K （调至1K左右） 1 COMP C7 100pF 2 VFB UC1 3 4 ISEN RT/CT OUT GND 6 5 R11 C12 100pF VREF VCC 8 7 U1
R6 20K
（调至16K左右）
输入电压 ：36~60VDC
UH20 C3 1000u 16V C4 1000u 16V C5 1000u 16V
R1 5K
R2 43K FR105 IFR630 C2 25V 22u R5 22 R4 10K R3 0.1/2W FR105
R7 470
R8 150
lg =
2 u0 × N p × Ae
Lp
式中 lg ———气隙长度 m m； u0 ——— 4Π ×10−7 ； N p ———原边匝数；
L p ———原边电感 m H; Ae ———磁芯面积 mm 2 。代入数据得： lg =
2 u0 × N p × Ae
Lp
=
4Π × 10−7 × 132 × 83.6 = 0.49mm 0.0361
=
0.304 ×10−6 = 9.68 0.314 ×10−7
取 S np = 10
Aws =
S ns =
I 2 rms = 1.378 ×10−6 m 2 Jc
Aws = 43.89 wireA
取 S ns = 44 （10）变压器绕组的绕制结构 因为变压器绕制结构的好坏，会直接影响电源输出的纹波的大小，因而在本 电路采用三明治绕法：首先将一次侧绕组并绕于第一层上；然后绕二次侧，最后 将辅助供电绕组绕于最上层。 （1 1 ）实测电感值 绕完变压器后，经测试一次侧的电感实际值为 3 5 . 8 u H ，二次侧的电感值为 1 . 8 9 u H , 漏感为 3 . 6 u H 。 2） 、开关管的选择 因为开关管的工作频率为 1 0 0 k H z , 故选择 M O S F E T 作为开关管， 选择管子的漏 极电压应满足：
L1 = n 2 L2 = 4.362 × 1.9 = 36.1uH
（4 ）初级峰值电流 I1 p = U i'Ton 35 × 0.42 × 10 = = 4.072 A L1 36.1
平均电流 I1 =
I1 pTon 2T
பைடு நூலகம்
=
I1 p D 2
=
I T 4.072 × 0.42 = 0.855 A Ipav = p on 2 2T
这样就大大减少了开关管的电压应力。
Uin *
R1 C1 T D0
Uout
C0 Rload
开关电源设计报告
一、 系统原理与理论分析计算
本文以 UC3842 为核心控制部件，设计一款 DC36V~60V 输入，DC6.5V/4A 输出的单端反激式开关稳压电源。开关电源控制电路是一个电压、电流双闭环控 制系统。变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此，增益带宽乘积得到了提 高，稳定幅度大，具有良好的频率响应特性。其电路原理图如图 1 所示。
PC817
R10
C10
2.7K 2.2nF C11 D2 0.01uF 1
3 2
TL431
R9 10K
图 1 电路原理图 1、简要介绍其工作原理： 本电路有三部分组成：主电路，控制电路和保护电路。其中主电路采用的是
单端反激式电路， 它是升降压变换器的推演并加隔离变压器而得。此电路的优点 是：电路简单，能高效提供直流输出，且它是所有电路拓扑中输入电压范围最宽 的。这对于输入环境恶劣发热负载时比较好的。它的缺点是：输出纹波较大，但 这可以通过在输出端增加一级 LC 滤波器来减小纹波。这种电路通常适合应用在 输出功率在 250W 以下，电压和负载的调整率在 5%~8%左右的电路中。反激式 电路也有电流连续和电流断续两种工作模式， 但值得注意的是反激式电路工作于 电流连续模式下会显著降低磁芯的利用率， 所以本文设计电路工作在电流断续模 式下。 控制电路是开关电源的核心部分，控制的好坏直接影响电路的整体性能， 在这个电路中采用的是以UC3842为核心的峰值电流型双闭环控制模式。即在输 出电压闭环的控制系统中增加直接或间接的电流反馈控制。 电流模式控制可以使 系统的稳定性增强，稳定域扩大，改善系统的动态性能，消除了输出电压中由输 入电压引入的低频纹波。 保护电路是开关电源中必不可少的补充，在这个电路中引入了输入过流保 护、输出过流保护、输出过压保护、过热保护等。其中输入过流保护是通过在原 边引入取样电阻R 1 4 ，接到U C 3 8 4 2 的3 脚，当R 1 4 上的电压超过1 V ，会关断P W M 的输 出从而起到保护作用， 输出过压保护是通过输出电压分压后送到误差放大器的反 相端，和电压基准比较从而来控制R 9 的电压，来控制U C 3 8 4 2 的输出占空比，达到 输出电压稳压的作用。 C 6 用来滤除芯片反馈网络调节误差比较器的输出端（1 脚） 的高频迭加信号。R 5 为开关管的驱动电阻，一般在1 0 ～1 0 0 Ω取值，本电路取2 2 Ω。R 5 越大，开关管导通越慢, 开关管上的损耗也越大。 R 4 取1 0 k Ω左右，主要 是防止M O S 管栅极悬空。C 1 0 、R 1 0 起对三端稳压管T L 4 3 1内部放大器进行相位补 偿的作用。C 7 、R 1 3 是U C 3 8 4 2 误差放大器的补偿网络。 当系统输入电压时，电路先由启动电阻R2（43kΩ）提供启动电流后，由自 馈线圈、二极管FR107、C2构成辅助电源, ,使UC3842的7脚电压达到16V时，使 UC3842 启动并有输出, 使MOS 开关管导通, 能量存贮在变压器T 1中. 此时, 由 于二次侧各路整流二极管反向偏置,故能量不能传到T 1 的二次侧, T 1 的一次侧 电流通过电阻R14 检测并与UC3842 内部提供的1V 基准电压进行比较, 当达到 这一电平时, 开关管关断, 所有变压器的绕组极性反向, 输出整流二极管正向偏 置, 存贮在T 1 中的能量传输到输出电容器中。启动结束后, 反馈线圈的电压整 流后经取样电阻分压回送到误差放大器的反向端(脚2) 和UC3842 内部的2.5V基 准电压作比较来调整驱动脉冲宽度, 从而改变输出电压以实现对输出的控制。这 样, 能量周而复始地存贮释放, 给输出端提供电压。 2、电路主要参数的设计
f = 100kHz ，则解得 B = 0.109T
应用经验公式，则
L∆I I1L Ap = × ∆Bmax K 2
4/3
36.1×10 −6 × 4.072 × 0.855 = 0.109 × 0.006
4/3
= 0.11cm4
（6 ）磁芯选择 根据 Ap = 0.11cm4 ，选择 E I 2 8 , 其 Ap = 0.60cm4 （7 ）计算匝数 次级峰值电流 I 2 p 为：
U i' min = U i min − U s ， U s 为输人电路所有压降，这里取 1 V ; U o' = U o + U 2 , U 2 输出
电路中所有压降，包括整流器压降、电流取样电阻压降和线路压降等，这里取 1 V 。于是有：
n= L1 U i' × D 35 × 0.42 = ' ηT = 0.95 = 4.36 L2 U o × Dr 7.5 × 0.45
D 0.42 = 4.072 × = 1.52 A 3 3
初级导线截面积 A1 为
γ = 0.2 ×10 −3 m
wireA =
π
4
× γ 2 = 0.314 × 10−7 m 2
Awp =
I prms Jc
=
1.52 = 0.304 × 10−6 m 2 5 × 106
S np =
Awp wireA
（9 ）计算导线尺寸和线圈结构 次级电流有效值 I 2 为：
I 2 rms = I 2 p
Dr 0.45 = 17.8 × = 6.89 A 3 3
mm 2 , 选取电流密度 5 A / 导线面积 A2 为
A2 = 6.89 = 1.378mm 2 5
初级电流总有效值 I1 为
I prms = I1 p
（3 ）次级电感量 L2 和初级电感量 L1 L2
(U D ) =
' o r
2
2 fP
' o
' o
，式中 Po' 为变压器输出功率。代入数据得：
2
L2
(U D ) =
r
2 fPo'
=
(7.5 × 0.45)2 = 1.9uH 2 × 100 × 103 × 7.5 × 4
根据变比得到初级电感量 L1 为
（5 ）选择磁芯材料和尺寸 选择 M a g n e t i c s 公司 P 材料，1 0 0 ℃饱和磁感应 Bs100o C = 0.39T ，查磁芯手册 可知
3 ) 与频率、磁感应关系为： 频率为 1 0 0 k 时损耗( m w / c m
P = 0.0434 f 1.63 B 2.62 (mw / cm3 ) 式中： f 为频率（k H z ）, B为磁感应强度（k G s ） ，如果 P = 100mw / cm3 ，
1） 、反激变压器设计 变压器的设计计算是整个电源设计的关键， 它的设计好坏直接影响电源性能。 已知要求 输入电压：Vmin=36VDC 输出电压：Vo=6.5V 输出电流：Io=4A （1 ）工作频率和最大占空比确定 选定开关频率 f = 1 0 0 k H z ，则周期 T = 10us 。因为宽输人范围，采用电流断续 模式。在宽电压输人时当输入电压为最小时取最大占空比 Dmax = 0.42 , 复位占空 比 Dr = 0.45 ，保证整个输入电压范围下 ( D + Dr ) < 1 。 （2 ）计算变比： 变比可由下式计算得到：
U DS (min) > U o'
N1 + U i (max) N2
U i (max) = 60Vdc
故
U DS (min) > U o'
N1 13 + U i (max) > 7.5 × + 60 = 92.5V （忽略漏感引起的尖峰） N2 3
取2 0 0 V 漏极电流 I D ：对于反激式变换器，选择开关管的额定平均电流时，大约取最 大输入平均电流的 1 . 5 倍是比较理想的。 I D = 1.5 × 0.855 = 1.28 A 可以选用管子 I R F 6 1 0 （ U DS = 200V ， I D = 3.3 A ）（实际因没买到 I F R 6 1 0 的
n= L1 U i' × D = ' ηT L2 U o × Dr
Vmax=60VDC
' 式中 ηT 为变压器效率， U i' 和 U o 为变压器初级电压和次级电压；一般变压器
效率 ηT = 0 . 9 5 ~ 0 . 9 8 ，包含导线铜损耗、磁芯损耗以及漏感引起的籍位损耗，这 里取ηT = 0 . 9 5 。
I2 p =
2Io 2 × 4 = = 17.8 A Dr 0.45
次级匝数： N2 = L2 I 2 p ∆Bmax Ae ×10 −2 = 1.9 × 17.8 匝，则有： × 10 −2 = 2.58 ，取 3 2 × 0.109 × 0.6
N1 = 4.36 × 3 = 13.08 ，取 1 3 匝。初级匝数取整对变比影响很小，占空比、初 级电流等不必重算。 辅助绕组的匝数根据 U C 3 8 4 2的工作电压在 1 0 —1 6 V ，通过电压与匝比的关 系，可以确定副边绕组的匝数约为 7 匝。 （8 ）气隙长度计算
RDS ( on ) = 0.12Ω ）代替。 开关管，采用了 I R F 6 3 0 （ U DS = 200V ， I D = 9 A ,
3） 、箝位电路的设计 RCD 箝位电路的工作原理是：当开关管导通时，能量存储在 Lp 和漏感 Llk 中，当开关管关闭时，Lp 中的能量将转移到副边输出,但漏感 Llk 中的能量将不 会传递到副边。如果没有 RCD 箝位电路，Llk 中的能量将会在开关管关断瞬间 转移到开关管的漏源极间电容和电路中的其它杂散电容中， 此时开关管的漏极将 会承受较高的开关应力。若加上 RCD 箝位电路，Llk 中的大部分能量将在开关 管关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容上， 然后这部分能量被箝位电阻 Rc 消耗。
C6 0.1u R13 40K C8 470p 1K R14 C9 2.2nF R15 1k 20K （调至1K左右） 1 COMP C7 100pF 2 VFB UC1 3 4 ISEN RT/CT OUT GND 6 5 R11 C12 100pF VREF VCC 8 7 U1
R6 20K
（调至16K左右）