经验谈：写给新手的反激变压器KRP详解
经验谈写给新手的反激变压器KRP详解
反激变压器的优点自是不必多说，很多新手都通过反激电源的制作来熟悉电源设计，目前网络上关于反激变压器的学习资料五花八门且比较零散，本文就将对反激变压器的设计进行从头到尾的梳理，将零散的知识进行整合，并配上相应的分析，帮助大家尽快掌握。
今天将进行一个较为完整的分析，KRP作为反激变压器中的灵魂参数，该如何对其进行取舍，值得我们深入探讨。
首先先对文章当中的将要提到的一些名词进行解释。
工作模式：即电感电流工作状态，一般分DCM、CCM、BCM三种(定性分析)。
KRP：描述电感电流工作状态的一个量(定量计算)；KRP定义：KRP的意义：只要原边电感电流处于连续状态，都称之为CCM模式。
而深度CCM模式(较小纹波电流)与浅度CCM模式(较大纹波电流)相比较，电感量相差好几倍，而浅度CCM模式与BCM、DCM模式的各种性能、特点可能更为相似。
显然需要一个合适的参数来描述所有电感电流的工作状态。
通过设置KRP值，可以把变压器的电感电流状态与磁性材料、环路特性等紧密联系起来。
我们也可以更加合理的评估产品设计方案，例如：KRP较大时(特别是DCM模式)，磁芯损耗一般较大(NP较小)，气隙较小(无气隙要求，仅满足LP值)，LP较小，漏感会较大，纹波电流较大(电流有效值较高)；KRP较小时(特别是深度CCM模式)，磁芯损耗一般较小(NP较大)，气隙较大(有气隙要求，平衡直流磁通)，LP较大，漏感会较小，纹波电流较小(电流有效值较低)；注：KRP较小时，气隙也是可以做到较小，但这需要更大的磁芯和技巧；KRP较大时，磁芯损耗也是可以做的较小，但这同样需要更大的磁芯和技巧；这里说一点题外话，大部分人通常认为，相同磁芯、开关频率，DMAX，DCM模式比CCM模式下的输出功率更大；其实这是不完全对的(至少不符合实际,因为需要限制DMAX，导致空载容易异常)，原因在于DCM模式下磁芯损耗会超出你的想象(电应力也会如此)；DCM模式下，如果想大幅度降低磁芯损耗，唯一的方法是增大NP，而过大的NP会与LP形成现实冲突(DCM 模式下，LP一般较小)，造成磁芯气隙超出你的想象(漏感也会如此)；有没有方法解决这种现实矛盾答案应该是肯定的，即选择合适的磁芯结构，如长宽比小且AE大的磁芯(PQ、POT系列)，或许会比长宽比大且AE小的磁芯(EER、EEL系列)更加有优势。
最新反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算
反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算咱先看下在理想情况下的VDS波形上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态！从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢？这里我们引出一个反激的重要参数：反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。
可以用公式表示为VF=VOUT/(NS/NP),（因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的）式中VF为反射电压；VOUT为输出电压；NS为次级匝数；NP为初级匝数。
比如，一个反激变换器的匝比为NP:NS=6：1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/（1/6）=72V。
上边是一个连续模式（CCM模式）的理想工作波形。
下面咱在看一个非连续模式（DCM模式）的理想工作波形从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。
那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM)还是非连续模式（DCM）？是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。
如图所示从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式（CCM)；只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）;介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。
以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。
类似于下图这个图是一个48V输入的反激电源。
从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。
这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。
反激变压器绕制详解
反激式开关电源变压器的设计（小生我的办法，见笑）反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。
这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。
同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。
算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。
下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。
第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。
可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来，这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。
此即是最大占空比了。
比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）=0.47第二步,确实原边电流波形的参数.原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值=输出功率/效率*VS，因为输出功率乘以效率就是输入功率，然后输入功率再除以输入电压就是输入电流，这个就是平均值电流。
反激电源的工作原理详解
反激电源的工作原理详解
反激电源（flyback power supply）是一种常见的开关电源拓扑结构，它通过磁性元件（变压器）储存能量并将其传递给负载。
以下是反激电源的工作原理的详细解释：
1. 输入电压：反激电源的输入电压通常是交流电源，通过整流电路将交流电转换为直流电。
2. 开关管：反激电源中有一个开关管（通常是MOSFET或BJT），它的作用是控制能量的传输和储存。
3. 控制电路：反激电源中有一个控制电路，它通过对开关管的控制来实现能量的传输和储存。
控制电路可以采用各种不同的方式，如PWM（脉宽调制）控制或变频控制。
4. 变压器：反激电源中的关键元件是变压器，它由一个或多个绕组组成。
输入绕组连接到开关管和输入电源，输出绕组连接到负载。
变压器通过磁耦合将能量从输入绕组传输到输出绕组。
5. 储能：当开关管导通时，输入绕组的电流开始增加，同时储存能量。
当开关管断开时，输入绕组的电流停止增加，并且能量通过变压器传递到输出绕组。
6. 整流和滤波：输出绕组的交流电压通过整流电路转换为直流电压，并通过滤波电路去除纹波。
这样就得到了稳定的直流电压，可以供给负载使用。
总结起来，反激电源的工作原理是通过控制开关管的导通和断开，使得能量在变压器中储存和传递，最终得到稳定的直流电压输出。
这种拓扑结构具有成本低、效率高的优点，因此在许多应用中得到广泛应用。
变压器反激式工作原理
变压器反激式工作原理
嘿，朋友们！今天咱们来聊聊变压器反激式工作原理，这可真的超级有意思！
你想想啊，变压器就像是一个魔法盒子，能把电的能量变来变去。
那反激式呢，就像是这个魔法盒子的一种特别玩法。
比如说，你家的手机充电器，它里面很可能就有采用反激式工作原理的变压器哦。
当电流进入变压器，就好像是一个勇敢的小战士进入了神秘的城堡。
在变压器里面，初级绕组就像是城堡的前门，电流迅速冲进去。
然后呢，次级绕组就像是城堡的后门，等着合适的时机再把能量放出来。
哎呀，这可真是太奇妙了啊！就好比一场刺激的冒险！这当中的开关管呢，就像是一个聪明的指挥家，精准地控制着这一切。
“嘿，电流该进去啦！”开关管一声令下。
电流就乖乖地从初级绕组进去了。
然后开关管又说：“好啦，现在可以从次级绕组释放能量啦！”于是神奇的事情就发生了。
你说神奇不神奇？这种工作原理可不简单呐，它让我们的电子设备能够高效地工作。
如果没有它，我们的生活得少了多少便利呀！所以说，变压器反激式工作原理真的是超级重要，我们可不能小瞧了它！我的观点就是，它就是电子世界里的一个神奇魔法，让一切都变得那么不可思议！
好啦，今天就先聊到这儿啦，希望你们也跟我一样对这神奇的反激式工作原理感兴趣！快去观察观察身边的电子设备，说不定你就能发现它的奥秘哦！。
正激、反激式、双端开关电源高频变压器设计详解
一、正激式开关电源高频变压器：No待求参数项 详细公式1 副边电压Vs Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。
2、0.5是考虑输出整流二极管压降的调整值，以下同。
3 临界输出电感Lso Lso = (Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θonmax2/(2*f*Po)1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Lso]}dt = Po2、Ton=θon/f4 实际工作占空比θon 如果输出电感Ls≥Lso：θon=θonmax否则： θon=√{2*f*Ls*Po /[(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)]}1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls]}dt = Po2、Ton=θon/f5 导通时间Ton Ton =θon /f6 最小副边电流Ismin Ismin = [Po-(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)*θon2/(2*f*Ls)]/[(Vs-0.5)*θon]1、由能量守恒：(1/T)*∫0ton{Vs*[(Vs-Vo)*t/Ls+Ismin]}dt = Po2、Ton=θon/f7 副边电流增量ΔIs ΔIs = (Vs-0.5-Vo)* Ton/ Ls8 副边电流峰值Ismax Ismax = Ismin+ΔIs9 副边有效电流Is Is = √[(Ismin2+ Ismin*ΔIs+ΔIs2/3)*θon]1、Is=√[(1/T)*∫0ton(Ismin+ΔIs*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T10 副边电流直流分量Isdc Isdc = (Ismin+ΔIs/2) *θon11 副边电流交流分量Isac Isac = √(Is2- Isdc2)12 副边绕组需用线径Ds Ds = 0.5*√Is电流密度取5A/mm213 原边励磁电流Ic Ic = Vp*Ton / Lp14 最小原边电流Ipmin Ipmin = Ismin*Ns/Np15 原边电流增量ΔIp ΔIp = (ΔIs* Ns/Np+Ic)/η16 原边电流峰值Ipmax Ipmax = Ipmin+ΔIp17 原边有效电流Ip Ip = √[(Ipmin2+ Ipmin*ΔIp+ΔIp2/3)*θon]1、Ip=√[(1/T)*∫0ton(Ipmin+ΔIp*t/Ton)2dt]2、θon= Ton/T18 原边电流直流分量Ipdc Ipdc = (Ipmin+ΔIp/2) *θon19 原边电流交流分量Ipac Ipac = √(Ip2- Ipdc2)20 原边绕组需用线径Dp Dp = 0.55*√Ip电流密度取4.2A/mm221 最大励磁释放圈数Np′ Np′=η*Np*(1-θon) /θon22 磁感应强度增量ΔB ΔB = Vp*θon / (Np*f*Sc)23 剩磁Br Br = 0.1T24 最大磁感应强度Bm Bm = ΔB+Br25标称磁芯材质损耗P Fe(100KHz 100℃ KW/m3)磁芯材质PC30：P Fe = 600磁芯材质PC40：P Fe = 45026 选用磁芯的损耗系数ωω= 1.08* P Fe / (0.22.4*1001.2)1.08为调节系数27 磁芯损耗Pc Pc = ω*Vc*(ΔB/2)2.4*f1.228 气隙导磁截面积Sg 方形中心柱：Sg= [(a+δ′/2)*( b+δ′/2)/(a*b)]*Sc 圆形中心柱：Sg= {π*(d/2+δ′/2)2/[π*(d/2)2]} *Sc29 有效磁芯气隙δ′ δ′=μo*(Np2*Sc/Lp-Sc/AL)1、根据磁路欧姆定律：H*l = I*Np 有空气隙时：Hc*lc + Ho*lo = Ip*Np又有：H = B/μ Ip = Vp*Ton/Lp 代入上式得：ΔB*lc/μc +ΔB*δ/μo = Vp*Ton*Np /Lp 式中：lc为磁路长度，δ为空气隙长度，Np为初级圈数，Lp为初级电感量，ΔB为工作磁感应强度增量；μo为空气中的磁导率，其值为4π×10-7H/m；2、ΔB=Vp*Ton/Np*Sc3、μc为磁芯的磁导率，μc=μe*μo4、μe为闭合磁路（无气隙）的有效磁导率，μe的推导过程如下：由：Hc*lc=Ip*Np Hc=Bc/μc=Bc/μe*μo Ip=Vp*Ton/Lpo 得到：Bc*lc/(μe*μo)=Np*Vp*Ton/Lpo又根据：Bc=Vp*Ton/Np*Sc 代入上式化简 得：μe = Lpo*lc/μo*Np2*Sc5、Lpo为对应Np下闭合磁芯的电感量，其值为：Lpo = AL*Np26、将式步骤5代入4，4代入3，3、2 代入1得：Lp =Np2*Sc/(Sc/AL +δ/μo)30 实际磁芯气隙δ如果δ′/lc≤0.005： δ=δ′如果δ′/lc＞0.03： δ=μo*Np2*Sc/Lp 否则 δ=δ′*Sg/Sc31 穿透直径ΔD ΔD = 132.2/√f32 开关管反压Uceo Uceo = √2 *Vinmax+√2 *Vinmax*Np/ Np′33 输出整流管反压Ud Ud = Vo+√2 *Vinmax*Ns/Np′34 副边续流二极管反压Ud′ Ud′=√2 *Vinmax*Ns/Np二、双端开关电源高频变压器设计步骤：No待求参数项 详细公式1 副边电压Vs 如果为半桥：Vs = Vp*Ns/(2*Np) 否则： Vs = Vp*Ns/Np2 最大占空比θonmax θonmax = Vo/(Vs-0.5)1、θonmax的概念是指：根据磁通复位原则，其在闭环控制下所能达到的最大占空比。
开关电源电流比率Krp的理论意义
开Krp的理论意义中山市高级技工学校葛中海摘要：本文简述SMPS（Switch Mode Power Supply）的工作原理，着重讲述电流比率的物理意义，以及它对理论分析，电路计算时的应用技巧。
关键词：电流比率Krp，DCM模式，CCM模式开关电源具有效率高、体积小、重量轻等显著特点，因此近年来获得了迅猛的发展，而且开关电源集成控制模块的开发应用，使得开关电源的设计、调试简化了许多，所以，在大多数的电子设备（如计算机、电视机、VCD 、DVD、DC/DC变换器以及各种控制系统）中得到了广泛的应用。
一、离线反激式开关电源工作原理一般来说对典型的反激式SMPS开关电源，最大占空比应小于50%，因为一旦最大占空比大于50%，开关工作时将产生寄生谐波，并可能导致系统不稳定。
小功率开关电源几乎都采用反激式变换器，特别是近几年，由于解决了电气隔离和热绝缘技术，从而能够把功率开关与控制电路包括反馈电路集成于同一芯片上，这样大大简化了开关电源的设计，缩短了设计周期；同时，由于外围所需元器件很少，极大地提高了系统工作的稳定性与可靠性，广泛用于W50以下的开关电源。
其原理如图1所示。
图1当电源接通时，电源输入首先经过整流，然后滤波，接下来经过变压器初级和开关管，以及初级控制器。
当开关管导通时，电压施加在变压器初级的两端，此时，初级极性“上正下负”，次级极性“上负下正”，次级整流二极管反偏截止。
流过初级线圈的电流逐渐上升，磁通量逐渐增大，能量储存在初级线圈。
当开关断开时，初级线圈极性反转“上负下正”，次级线圈极性“上正下负”，初级线圈储存的电磁能耦合给次级，次级二极管导通，磁通量逐渐减小，次级输出所需工作电压，同时次级反馈信号给控制器，这个控制器根据反馈信号来改变功率管开关的占空比，以调节稳定输出电压。
所有的离线式开关电源具有良好的保护功能，得益于控制器具有的过载保护、过压保护、过流保护、欠压保护和过热保护特性。
二、开关电源工作模式与电流平均值离线反激式开关电源根据变压器设计参数的不同和负载变化，可以工作于DCM （Discontinuous Current Mode ）模式，也可以工作于CCM （Continuous Current Mode ）（若希望得到工作方式转换和电子数据表的进一步说明，请参见Power Integration 1996-97数据手册和设计指南上的AN16和AN17）。
反激变压器的详细公式的计算
反激变压器的详细公式的计算反激变压器（即自耦变压器）是一种常见的电力传输设备，用于变换交流电压和电流。
它由一个共享磁场的原/辅助线圈组成，通过互感作用将电能从原线圈传递到辅助线圈。
在本文中，我们将详细介绍反激变压器的计算公式。
反激变压器的核心参数是变比n和耦合系数k。
变比n定义了原线圈和辅助线圈之间的匝数比，它是辅助线圈匝数与原线圈匝数的比值。
耦合系数k定义了原线圈和辅助线圈之间的耦合程度，它可以是0到1之间的任何实数。
当k=1时，变压器的耦合最好，当k=0时，变压器的耦合最差。
以下是反激变压器的详细计算公式：1.辅助线圈的电压（Va）和原线圈的电压（Vp）之间的关系：Va=n*Vp其中，Va是辅助线圈的电压，Vp是原线圈的电压，n是变比。
2.辅助线圈的电流（Ia）和原线圈的电流（Ip）之间的关系：Ia=(1-k)*Ip其中，Ia是辅助线圈的电流，Ip是原线圈的电流，k是耦合系数。
3.辅助线圈的功率损耗（Pa）和原线圈的功率损耗（Pp）之间的关系：Pa=(1-k^2)*Pp其中，Pa是辅助线圈的功率损耗，Pp是原线圈的功率损耗，k是耦合系数。
4.反激变压器的能量传输效率（η）：η=(1-k^2)*100%其中，η是变压器的能量传输效率，k是耦合系数。
5.辅助线圈电流的反向保护电阻（Rb）：Rb=(Va-Vp)/Ia其中，Rb是辅助线圈电流的反向保护电阻，Va是辅助线圈的电压，Vp是原线圈的电压，Ia是辅助线圈的电流。
这些公式可以用于计算反激变压器的各种参数和性能。
在实际应用中，我们可以根据需要调整变比和耦合系数，以满足特定的电路要求。
需要注意的是，这里介绍的公式是基于理想互感器模型的。
在实际变压器中，存在一些实际因素，如电阻、电感和互感损耗等，会对反激变压器的性能产生影响。
因此，在实际应用中，我们还需要考虑这些实际因素，并进行相应的修正和补偿。
总而言之，反激变压器是一种重要的电力传输设备，可以通过变比和耦合系数来调节电压和电流。
反激式电源变压器设计公式新解
反激式电源变压器设计公式新解反激式电源变压器设计公式新解固定周期电流控制型反激式开关电源中，控制电路能使电源能够稳定⼯作，⽽其中设计的关键是变压器。
设计开关电源变压器最主要的是考虑三⼤要素：⼀是完成电功率的传输；⼆是初级线圈电感量；三是次级与初级线圈的以Vor 为基准的⽐例关系。
已有的开关电源变压器的计算⼤多很复杂，然⽽在搞清楚电感充放电基本原理的基础上，紧紧抓住电感充电放电的本质，应⽤到功率传输等⽅⾯，得到⼀个新的能量传输关系函数表达式，最后设计出⼀款⽐较合理的反激式电源变压器。
⼀、动态深度和设计深度的关系CCM 模式与tor 关系图：1．动态深度在电流连续模式下Krp 的设置时，动态深度为，从CCM 模式tor ⽰意图的⼏何关系可以得到，，式中tor 为电感不受开关周期约束的最长放电时间，该式把电感放电时间与开关关闭时间和Krp 联系在⼀起，由于Krp 是随着输⼊电压的改变⽽变化的，所以Krp 称动态深度。
2．设计深度设计深度：Kt=tor/T ，即电感不受开关周期约束的最长放电时间与开关周期的⽐值。
此值由设计时确定，是⼀个固有参数，在运⾏过程中不会改变，所以Kt 称设计深度。
占空⽐：D=Ton/T=(T-Toff ）/T 由此可得到Krp 、Kt 与占空⽐D 的关系：------------------------------(1)或假如tor=1.2T ，Krp=0.4 则表⼀：以D 为⾃变量，Kt 、D 与Krp 三者的关系列表： DKt 0.10.20.30.40.50.60.5 1.80 1.60 1.40 1.20 1.000.800.6 1.50 1.33 1.17 1.000.830.670.71.291.141.000.860.710.570.8 1.13 1.000.880.750.630.500.9 1.000.890.780.670.560.4410.900.800.700.600.500.401.10.820.730.640.550.450.361.20.750.670.580.500.420.331.30.690.620.540.460.380.311.40.640.570.500.430.360.291.50.600.530.470.400.330.27对于CCM模式，Kt越⼤，Krp就越⼩，相应的深度就越⾼。
基础课堂 反激式电源变压器工作原理简析
基础课堂反激式电源变压器工作原理简析
作为电源变压器家族中的一员，反激式电源变压器是目前应用范围最广泛的变压器类型，在工业、电力等领域的尤其受到欢迎。
今天我们将会就这种电源变压器的工作原理，展开简要的分析和介绍，希望可以对新人工程师的学习和工作有所帮助。
下图中，图1是最基础的反激式变压器开关电源的简单工作原理图。
在这一电路系统中，Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，C是储能滤波电容，R是负载电阻。
图2是反激式变压器开关电源的电压输
出波形。
图1
图2
图2中所显示的反激式变压器的开关电源负载，是一个储能滤波电容和一个电阻并联。
由于反激式电源变压器的储能滤波电容的容量很大，其两端电压在运行过程中是基本不变的，而变压器次级线圈输出电压uo相当于被整流二极管和输出电压Uo进行限幅，因此，输出电压的脉冲尖峰完全被削除，
被限幅后的剩余电压幅值正好等于输出电压Uo的最大值Up，同时也等于变压器次级线圈输出电压uo的半波平均值Upa。
在反激式电源变压器的运行过程中，有一种连续与断续模式是经常出现的。
这种模式是指变压器在满载状态变压器工作于能量完全传递或不完全传递的。
反激式变压器设计介绍
1〕反激式变压器设计介绍2〕电源设计所需的标准3〕变压器设计步骤输出功率（Po）计算的是总的输出功率。
根据Po 变压器的初级电感可由下式计算出。
DVO + VD 1 −m此处 Vo 是次级输出电压，VD 是次级输出整流管的正向压降。
一个好的方法是先计算次级每SB VO + VD伏的匝数，依此可计算出初级的匝数。
辅助绕组的匝数 NB 可依下式算出。
初级平均电流 Iav 可由假定效率η，所需总输出功率 Po 及最小直流总线电压 Vmin 算出。
P= OL AV ×ηVmin所需初级峰值电流Ip 可由下式算出PI =I A V × 2 D图 2 给出不连续模式初级电流波形。
可以看出在t1 导通期间有一斜坡电流，其上升斜率受直流总线电压和初级电感Lp 控制，最终达到刚才所计算的峰值电流值Ip。
在t2 关断期间初级无电流流过。
在I=Ip 处出现峰值磁通。
由于IR40xx 是自准谐振电路，t1 与t2 的转换依赖于输出负载和输入电压。
计算时我们可采用变压器最坏情况下的最低频率，最低直流总线电压和最大负载不连续反激电路初级电流波形根据初级RMS 电流I rms 能够算出所需导线线径，见下式。
下一步是计算所需磁芯尺寸和气隙。
首先选择磁芯尺寸，可以应用第五部分给出的磁芯类型和尺寸选择适当的功率等级。
根据下式由有效截面积Ae(cm²)计Bm= N p× I p ×A LG10×Ae一个可选方法是由Bm（如2500）计算所需磁芯的最小Ae.见下式。
A = N P × I P ×LGA e B10 ×m 通过改变次级匝数(Ns)可使Bm 在所需范围内，也可直接改变初级匝数µ = LA× Ler A0 4. π × e × 10 4)变压器结构。
经验谈：写给新手的反激变压器KRP详解
反激变压器的优点自是不必多说，很多新手都通过反激电源的制作来熟悉电源设计，目前网络上关于反激变压器的学习资料五花八门且比较零散，本文就将对反激变压器的设计进行从头到尾的梳理，将零散的知识进行整合，并配上相应的分析，帮助大家尽快掌握。
今天将进行一个较为完整的分析，KRP作为反激变压器中的灵魂参数，该如何对其进行取舍，值得我们深入探讨。
首先先对文章当中的将要提到的一些名词进行解释。
工作模式：即电感电流工作状态，一般分DCM、CCM、BCM三种(定性分析)。
KRP：描述电感电流工作状态的一个量(定量计算)；KRP定义：KRP的意义：只要原边电感电流处于连续状态，都称之为CCM模式。
而深度CCM模式(较小纹波电流)与浅度CCM模式(较大纹波电流)相比较，电感量相差好几倍，而浅度CCM模式与BCM、DCM模式的各种性能、特点可能更为相似。
显然需要一个合适的参数来描述所有电感电流的工作状态。
通过设置KRP值，可以把变压器的电感电流状态与磁性材料、环路特性等紧密联系起来。
我们也可以更加合理的评估产品设计方案，例如：KRP较大时(特别是DCM模式)，磁芯损耗一般较大(NP较小)，气隙较小(无气隙要求，仅满足LP值)，LP较小，漏感会较大，纹波电流较大(电流有效值较高)；KRP较小时(特别是深度CCM模式)，磁芯损耗一般较小(NP较大)，气隙较大(有气隙要求，平衡直流磁通)，LP较大，漏感会较小，纹波电流较小(电流有效值较低)；注：KRP较小时，气隙也是可以做到较小，但这需要更大的磁芯和技巧；KRP较大时，磁芯损耗也是可以做的较小，但这同样需要更大的磁芯和技巧；这里说一点题外话，大部分人通常认为，相同磁芯、开关频率，DMAX，DCM模式比CCM 模式下的输出功率更大；其实这是不完全对的(至少不符合实际,因为需要限制DMAX，导致空载容易异常)，原因在于DCM模式下磁芯损耗会超出你的想象(电应力也会如此)；DCM模式下，如果想大幅度降低磁芯损耗，唯一的方法是增大NP，而过大的NP会与LP形成现实冲突(DCM模式下，LP一般较小)，造成磁芯气隙超出你的想象(漏感也会如此)；有没有方法解决这种现实矛盾?答案应该是肯定的，即选择合适的磁芯结构，如长宽比小且AE大的磁芯(PQ、POT系列)，或许会比长宽比大且AE小的磁芯(EER、EEL系列)更加有优势。
反激变压器初级并电容
反激变压器初级并电容你要了解反激变压器的初级并电容问题，首先得知道一点：这个话题其实挺“神秘”的，别看它名字长得像是科学课上那些难懂的概念，实际上，它在我们的生活中处处可见！比如你手机里的充电器、电视机电源适配器这些设备，里面就有类似的电路，反正我们天天用，搞清楚它的原理，你也能对它们更加了解，心里有底，心情也舒畅了不少。
说到反激变压器，先给它个简单的定义：这玩意儿其实就是把输入的电压转换成我们需要的电压，听着就很“魔法”对吧？其实原理也没那么复杂。
咱们常说的初级并电容，指的就是电容并接在变压器的初级线圈上，起到平衡电流、减少噪声、提高稳定性的作用。
你把它想象成个“稳压小能手”，它可不只是把电压稳得像老母亲守在家里，还是个“安静的小伙伴”，不让电流过猛，也不让变压器嗡嗡响个不停。
你平常见到的很多电源适配器，内部都装有类似的电容。
它们就在电路里默默地工作，确保电源输出稳定，特别是在反激变压器的电路里，电容的作用更是不可忽视。
你想，电容就像是一个巨大的“能量储备库”，它能够在短时间内吸收和释放电能，起到平滑电流的作用。
这样一来，不管你是插个手机还是给电脑充电，电流都不会不稳定，既不冒火花，也不损坏设备，哪怕你家插座电压有点小波动，它也能及时调整。
不过呢，说到“初级并电容”这个设计，大家别觉得它就只是安静地待在那儿。
其实它的工作环境也是有点“挑战”的，尤其是当电源负载变化较大的时候。
比如手机快充时，电流大、变化快，电容在这一过程中得“急功近利”地反应，保证电压稳定，否则输出电压不稳定，那就是“开倒车”的节奏了。
反过来说，初级并电容的设计本身也是有讲究的。
选材上，电容得选对，否则工作不稳定，甚至短路啥的，那就“麻烦大了”。
现在电容有很多种，各种电解、电容式、陶瓷等，它们的性能差异可大着呢！有时候一颗小小的电容，竟然能影响整个电路的工作效果，真的让人既感慨又佩服。
再举个例子，像咱们家里的电视机、电脑显示器，背后可能就藏着一个反激变压器和电容的配合。
开关电源输出滤波电感K_(RP)设计法
开关电源输出滤波电感K_(RP)设计法
高岩
【期刊名称】《北方交通大学学报》
【年(卷),期】2001(25)3
【摘要】给出一种从输出滤波电感的电流波动系数KRP 出发 ,设计开关电源输出滤波电感的新方法 .解决了目前一直沿用的传统的设计方法中依靠经验设计、缺乏完善的理论设计依据的不足 ,给出了严格的输出滤波电感设计方法和电感上电流有效值及输出滤波电容上电流纹波有效值的计算公式。
【总页数】3页(P96-98)
【关键词】输出滤波电感;电流波动系数;开关电源;电流有效值;电流纹波有效值;设计方法
【作者】高岩
【作者单位】北方交通大学电子信息工程学院
【正文语种】中文
【中图分类】TN86
【相关文献】
1.开关电源输出滤波电感KRP设计法 [J], 高岩
2.开关电源中直流输出滤波电感的设计 [J], 薛转花
3.开关电源直流滤波电感气隙长度设计方法 [J], 胡凯;
4.关于开关电源输出滤波电感的电磁能平衡问题分析——兼论输出滤波电感不是大
了就好 [J], 黄永富
5.集成输入滤波电感与倍流输出电感的推挽正激变换器磁集成部分的分析与设计[J], 王素飞;蔡丽娟;汤酉原
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经验谈：写给新手的反激变压器KＲＰ详解————————————————————————————————作者: ————————————————————————————————日期：ﻩ反激变压器的优点自是不必多说,很多新手都通过反激电源的制作来熟悉电源设计,目前网络上关于反激变压器的学习资料五花八门且比较零散,本文就将对反激变压器的设计进行从头到尾的梳理,将零散的知识进行整合,并配上相应的分析，帮助大家尽快掌握。
今天将进行一个较为完整的分析，KＲP作为反激变压器中的灵魂参数，该如何对其进行取舍，值得我们深入探讨。
首先先对文章当中的将要提到的一些名词进行解释。
工作模式:即电感电流工作状态，一般分DCM、CCM、BCM三种(定性分析)。
KRP:描述电感电流工作状态的一个量(定量计算)；ＫＲP定义：KRＰ的意义:只要原边电感电流处于连续状态,都称之为ＣCＭ模式。
而深度CCM模式(较小纹波电流)与浅度ＣＣＭ模式(较大纹波电流)相比较，电感量相差好几倍,而浅度CCM模式与BCM、DCM模式的各种性能、特点可能更为相似。
显然需要一个合适的参数来描述所有电感电流的工作状态。
通过设置KRＰ值,可以把变压器的电感电流状态与磁性材料、环路特性等紧密联系起来。
我们也可以更加合理的评估产品设计方案，例如：KＲP较大时（特别是DCＭ模式)，磁芯损耗一般较大(NP较小),气隙较小（无气隙要求，仅满足LP值)，LP较小，漏感会较大,纹波电流较大（电流有效值较高);ＫRP较小时（特别是深度CＣM模式),磁芯损耗一般较小(NP较大）,气隙较大(有气隙要求,平衡直流磁通），ＬP较大,漏感会较小，纹波电流较小(电流有效值较低);注:ＫRP较小时,气隙也是可以做到较小，但这需要更大的磁芯和技巧；KRＰ较大时,磁芯损耗也是可以做的较小，但这同样需要更大的磁芯和技巧;这里说一点题外话，大部分人通常认为，相同磁芯、开关频率,ＤMAX,DCM模式比CＣM 模式下的输出功率更大;其实这是不完全对的（至少不符合实际,因为需要限制DMAX,导致空载容易异常)，原因在于ＤＣM模式下磁芯损耗会超出你的想象（电应力也会如此);DCＭ模式下,如果想大幅度降低磁芯损耗，唯一的方法是增大NＰ,而过大的ＮP会与LP形成现实冲突(DCM模式下，LP一般较小),造成磁芯气隙超出你的想象(漏感也会如此）;有没有方法解决这种现实矛盾？答案应该是肯定的，即选择合适的磁芯结构，如长宽比小且AＥ大的磁芯(PQ、POT系列）,或许会比长宽比大且ＡE小的磁芯(EＥＲ、EEL系列)更加有优势。
(补充：在ＤCM模式下,如果限制ＤMAＸ，则会比CＣM模式下输出更大的功率)ＫRP较大时,增大DMAX可以在一定程度上降低原边的纹波电流及有效电流值,但是次级的电流应力会更加恶劣，这种方法(增大/减小DMＡX）只适合平衡初次级的电压、电流应力，应该不是一种很好的设计手段。
KRP较大时，空载启动困难，特别是低压大电流输出,且空载无跳频(宽范围ＡＣ输入时尤其如此,如３.３V1０A,特别是超低压输入)；KRＰ较小时,开关损耗较大,特别是高压小电流输出,且开关频率较高(窄范围AC输入时尤其如此,如１0０V0．５A，特别是超高压输入)；注:非低压大电流产品(如１２V5A),KRP较大时，DMAX不能设计的过小,否则空载也会启动困难，且空载无跳频(宽范围AC输入时尤其如此）；超低压输入产品(如12Ｖ输入),KRP应该较小，且开关频率也不能过高,否则LP过小(漏感过大)无法正常工作(或者效率极低)。
KＲP较大时,动态响应较快，环路补偿比较容易(特别是采用电流模式控制)；KRP较小时，动态响应较慢，环路补偿相对困难(特别是采用电压模式控制)；KＲP较大时，电感电流斜率较急,CS采样端对噪声影响不明显;KRP较小时,电感电流斜率较缓，ＣS采样端可能会受到噪声影响;注：电流模式芯片通常会比电压模式控制芯片的性能更加优异，但并非所有情况下都是如此。
如果输入电压较高，输出功率较小，电流模式芯片可能无法检测CS电压,低压大电流输出产品在空载时也会出现这种情况(再次强调,宽范围ＡC输入，低压大电流输出〈甚至非大电流输出产品〉,如果KRP较大，ＤMAX又较小,空载极有可能出问题，或许轻载降频、提高VCC都不一定有效,但是采用某些电压模式控制芯片,可能会避免此问题)。
低压输入,输出功率很大时，电感电流斜率较缓,CS采样电压（电阻/互感器)可能很容易受到干扰,如果负载变化较大，也可能会因此CS端采样异常。
也不是所有电流模式芯片均比电压模式芯片优秀,这需要综合考虑各种因素,包括外围电路的复杂程度。
超高压输入时，KRP应该设置较大(最好是QR模式)，开关损耗会较低;超低压输入时，KＲＰ应该设置较小(最好是深度CCＭ模式),漏感会较低;KRP选取法则电感纹波电流如何设置,主要取决于输入电压范围、输入电压幅度、输出电压幅度、输出电流范围、漏感百分比（气隙)四个量。
1、宽范围输入时，尽量选择深度CＣM模式;注:在所有输入电压范围内,功率器件的电压电流应力会有一个较好的折中；2、输入电压非常低时（如１２/2４V）,请选择深度CＣM模式(KRＰ≤0.40)；注：此时如何降低漏感摆在第一位，深度CＣM模式下,自然会获得最小的漏感量；3、输入电压非常高时(如４00VＤC),请选择DCＭ模式(或者QＲ模式）;注：此时如何降低开关损耗摆在第一位，在QR模式下，自然会获得最小开关损耗；4、输出电压非常高时，请选择DＣM模式（或者QR模式);注:此时如何降低开关损耗摆在第一位,在QＲ模式下,自然会获得最小开关损耗;5、输出电流非常大时，尽量选择ＣCM模式，KRP值视输入电压范围及幅值决定;注：CCM模式下,峰值电流、纹波电流、有效电流都会相对较小,且尽量避免采用单个肖特基二极管去处理高有效值电流，也要想办法去避免空载问题。
6、小电流输出,尽量采用DＣM(ＱR)模式。
注：功率小，效率较高。
７、如果要求最小漏感设计，尽量选择CCM模式,KＲP尽可能的小。
8、采用较小磁芯输出较大功率的前提条件是:较小ＤMＡＸ、较高电感纹波电流(有效电流)，空载问题好解决9、KRP小于0.６6时，电感电流峰值、有效值,不再跟随KRP值的减小而明显减小，但是Ｂdc及气隙上升非常明显;KＲP小于０．40时,电感电流纹波电流将会出现过小而导致ＣS采样困难，且饱和的10电感电流上升不明显;1０、如果设置BCM模式下的LP＝1,其他工作条件不变,则：KRP＝1.0０，LP=1KRP＝0．66,ＬP＝2KRP=０.５０，ＬＰ=3ＫRＰ＝0.40,LP=４KRP=0．33，LＰ=5我们可以研究不同KＲP值下,磁芯的Bｄc、Lｇ的变化趋势，甚至可以更换不同的磁芯来满足电气参数设计(ＫRP、DMＡＸ、LP均不会发生改变)。
如此一来,KＲP(电气参数)将会与磁芯参数形成紧密的联系,方便量化分析。
通过不同的电感纹波电流，来让我们知道变换器到底需要什么样的磁芯设计参数（包括磁芯选型)。
而不是先来设计变压器参数,然后自动生成KＲＰ等电气参数。
简单的理解,就是先设计好电气参数,如初次级的电压、电流应力,评估各种损耗温升,考虑到PWM芯片、MOＳ、二极管各种的特点(先选好),让反激变换器工作在最佳的工作状态。
根据这个最佳的电气参数,我们来设计变压器参数，如NP、NＳ、气隙等等，最后通过更换磁芯或是微调变压器的结构设计,让整个变换器都工作在最合理的状态。
如果开头就进行变压器设计，会导致我们产品优化的余地较小(不得不重新计算或是申请样品)。
不过，不得不承认，每一个人的学习经历往往很不同,属于自己的最佳设计流程,应该是自己最熟练、最能理解的哪一种。
那是一种积累、一种磨练，千万不要轻易去否定。
这里提供的方法只是其中一种,诸多技巧中,如果觉得好就用,不好就不用。
KRＰ的别名:ＫRF、ｒ，它们之间存在换算关系,建议参考相关资料；如果设置BＣM模式下的LＰ=1,其他工作条件不变,则:(磁芯、匝数比不变,否则无法完成对此;NP的变化不会改变DMAＸ、电压、电流应力，NP主要是影响磁芯参数设计)释疑:1、ＫRP从1．0０下降至0.66时,峰值电流的下降非常明显，当KRP从0.66向０.3３下降时,峰值电流的下降幅度非常有限；２、KRP从1.00下降至0．33时,纹波电流的下降一直非常明显,与LＰ的变化趋势刚好相反(I=V*ＴON／LＰ);3、KRP从1.00下降至0．66时，有效电流的下降非常明显，当KRP从０．６6向０.3３下降时，有效电流的下降幅度非常有限；4、ＫＲＰ从１.０0下降至０.33时，BＤＣ急剧增大,气隙的大小与磁性元件的设计有关，由于对比中的NP会有所不同,所以气隙、BDC、BAC的变化趋势仅仅是起有限的参考作用;关于BDC、BAＣ的变化趋势(二者是由哪些量决定的)分析见《开关电源手册》,其中有详细描述：①外加的伏秒值、匝数、磁芯面积决定了交变磁通量(BＡC)；ＶTｏｎ(ｎ）+Ｎｐ+Ae→△B②直流平均电流值、匝数、磁路长度决定了直流磁场强度(BDＣ);Ｉdc+Np+Ｌe(lｇ)→Hdｃ③加气隙和不加气隙，磁芯饱和磁感应强度是一样的;但加气隙的磁芯能显著减小剩磁Br,另外，加气隙可以承受大的多的直流电流；5、KRＰ从1.00下降至0．33时,由于BDＣ、LP急剧增大,所以ＮＰ也会较大，间接导致导致BAＣ较小。
6、ＫRP从1.０0下降至０.33时，ＬP的变化范围非常有意思,注意是整数倍，这为我们评估变压器的设计提供了极好的参考依据,我们可以一开始就设计在临界模式,并且将临界LP作为参考数值。
需要明白,在保持匝数比（DMAX)不变的情况下，产品中的各种电压应力不会有任何改变(DMAX决定了电压应力，也不能够大幅度改变，只适合微调)。
我们可以通过研究KＲP（LP)变化时,各种电流应力与磁芯参数的变化趋势，最终找出最优设计。
7、采用此方法设计变压器时，建议采用V*TＯN，而不是I²*LP，因为DＭAX(决定TＯN)几乎是固定量变化不大,而LP可以是变化量(由KRＰ决定)，变化量非常大,优化分析时也比较简单。
8、需要认真理解NP与LP不是线性关系，也要完全明白气隙的计算公式；９、进行KRP及变压器设计时,需要紧密联系各种参数(电压、电流应力，磁性参数)，然后进行系统分析。
这是我极力推荐大家采用软件的主要原因,手工计算极易出错、慢、且无法对全局进行优化分析。
10、关于ＫRＰ的相关介绍,可以参考PI的相关设计资料;关于KＲＦ的相关介绍,可以参考飞兆的相关设计资料;关于r的相关介绍，可以参考《精通开关电源设计》;关于KRP，其他公司也有各种不同的描述,但他们要表达的意思其实都差不多。