11.D类功率放大器

D类功率放大器
一．原理
D类功放也称为数字功放，与模拟功放的主要差别在于功放管的工作状态。

传统模拟放大器有甲类、乙类、甲乙类和丙类等。

一般的小信号放大都是甲类
功放，即A类，放大器件需要偏置，放大输出的幅度不能超出偏置范围，所以，能量转换效率很低，理论效率最高才25%。

乙类放大，也称B类放大不需要偏置，靠信号本身来导通放大管，理想效卒高达78 5%。

但因为这样的放大，小信号时失真严重实际电路都要略加一点偏置，形成甲乙类功放，这么一来效率
也就随之下降。

虽然高频发射电路中还有一种丙类，即C类放大，效率可以更高，但电路复杂、音质更差，音频放大中一般都不采用。

这几种模拟放大电路
的共同特点是晶体管都工作在线性放大区域中，它按照输入音频信号的大小控
制输出的大小，就像串在电源与输出间的一只可变电阻，控制输出，但同时自
身也在消耗电能。

D类功放采用脉宽调制（PWM）原理设计，其功放管工作在开关状态。

在理想情况下，功放管导通时内阻为零，两端没有电压，因此没有功率损耗；而截止时，内阻无穷大，电流又为零，也没有功率损耗。

它在实际的工作中的功率消耗
所示：
主要由两部分构成：转换损耗和I2R损耗。

转换损耗如图1-1
当开关式放大器输出在接通和断开之间切换，或断开和接通之间切换时通
过线性区域而消耗功率。

在D类功放中开关管如果采用的是金属氧化物半导体
场效应晶体管（MOSFET管），它的开关导通电阻较小一般远远小于1Ω，所以
I2R损耗相对来说还是很小的。

当达到最大额定功率时，D类放大器的效率在80％到90％的范围内。

在典型的听音条件下，效率也可达到65％到80％左右，约为AB类放大器的两倍以上。

D类放大器可分为数字D类放大器与模拟D类放大器两类，数字D类放
大器一般用于数字音响领域，如CD信号的功率放大。

模拟D类放大器一般可分为前置放大级、PWM调制、功率放大与低通滤波四个部分。

其中PWM调制和功率放大是D类放大器的核心，PWM调制的一般方案有：
（1）采用PWM调制芯片产生PWM信号，此类芯片可方便的产生PWM
信号，但一般对电源有要求，不利于整机单5v供电，并且很多情况下产生的PWM型号为方波。

（2）自己搭建PWM调制器，采用运放进行比较积分产生PWM信号。

1．PWM 调制分析（1）从能量的角度来看，在每个时间内，正弦波与所对应的脉宽波所t ∆包含的能量等，这样调制后得到的脉宽调制波作用在一个惯性系统（RLC ）后，其效果与响应的正弦波相同。

（2）从频域角度分析，三角波经过调制得到典型的正弦脉宽调制波形：
这种周期信号的频谱对应离散谱，对于信号频率为，载频频率为的调制信0f 1f 号，其频谱主要分布在（）谱线上。

当时，调制信号通过01,f nf (1,)n ∈∞01f f >低通滤波器后，载频衰减极大，容易分离出语音信号。

2 D 类功放的交越失真理论上D 类功放在信号处理上不存在失真，因为通过PWM 技术已将音频信号的幅度变化转变成等幅脉冲的脉冲宽度变化，音频信号的所有信息都包含在脉宽变化上，即使波形有所畸变也可通过波形校正电路进行校正，以保证还原后音频信号不失真。

但事实并非如此，从音频信号的脉宽调制到功率音频信号的输出，每一个环节都可能产生失真，其中危害最大的当数交越失真。

（1）PWM 调制与交越失真
在音频信号的脉宽调制电路中，由于语音、音乐信号波形的不规则性、不对称性，常需要将时间轴上方的波形和时间轴下方的波形分别进行脉宽调制，虽然不需要考虑AB 类功放的偏置电压，但需考虑推挽管在交替导通时必须有一定的时间间隔，否则会出现两只功率管的直通现象，所以这种电路本身也需要死区。

既然存在死区，就不可避免地会产生交越失真。

（2）SPWM 调制与交越失真
将一个正弦信号直接与一个三角载波比较，可得到SPWM 信号，该信号通过驱动电路去驱动全桥或半桥电路，在正负半周的交界处有较为明显的空档，说明PWM 信号的有些脉冲在经开关的死区时间时丢失了。

一般来说，功率管的额定功率越大，最高开关频率就越低。

音频信号幅度很小时，调制后对应的脉冲很窄，功率管没有足够高的开关频率，则无法将其分辨出来。

信号幅度越低，PWM 脉冲就越窄，交越失真越严重。

3．原理方框图
一般的脉宽调制D 类功放的原理框图如图1-2所示。

图1-3为其各点工作波形示意图，其中（a ）为输入信号；（b ）为锯齿波与输入信号进行比较的波形；（c ）为调制器输出的脉冲（脉宽波形）；（d ）为功率放大器放大后的脉宽脉冲；（e ）为低通滤波后的放大信号。

图1-2 D 类功放原理方框图
图1-3 各点波形二．具体电路根据图1-2采用模拟PWM 调制的类功放原理方框图，所设计的具体电路
如下（根据第五届全国大学生电子线路设计大赛的D 题要求）：
1．三角波产生电路：
三角波是对输入音频信号进行抽样的载波，因为音频信号频率是从20Hz 到20kHz ，为了达到较好的还原效果，三角波频率应该远大于音频。

综合考虑保真度及整机复杂度，在这里三角波的频率选取150k ，利用双运放NE5532来完成三角波产生电路。

前一级运放构成施密特触发器，输出为高电平为VCC 低电平为零的方波。

后一级运放与C 构成积分器，当前一级产生的方波占空比为50％时，输出为上升下降时间相等的三角波。

因为PWM 调制时，要求三角波与输入信号的直流电平一致，所以这里用电位器来调节其直流电平。

电路图如图2-1所示。

三角波的幅值为：V V V cc out 45.0220
20=⨯=
三角波的频率为：
kHz C
R R R f 1594312==
图2－1 三角波产生电路
2．前置放大电路：因为输入的音频信号幅度比较小，所以要先前置放大再与三角波进行比较。

通过调节反馈电阻的大小就可以实现增益0到20倍可调。

因为整个功率放大电路都使用5v 供电，而输入信号有正有负，所以在输入端要对信号加上2.5v 的直流偏置。

电路图如图2-2所示。

图2－2 前置放大电路
3．PWM 调制电路：
利用高精度的比较器LM311对输入信号和三角波进行比较，通过调节同相端的电位器可以调节输入信号的直流电平，必须保证输入信号与三角波的直流
电平相等，才能使最终经滤波后得到的波形不失真。

因为LM311的输出端是集电极开路结构，所以必须加上拉电阻。

电路图如图2-3所示。

图2－3 比较电路
4．驱动电路：
从PWM调制器出来的PWM波形的上升下降时间有点大，所以要通过非门来整形。

如果直接将非门输出的信号接到场效应管的栅极，电压会被拉低，所
以要加三极管来驱动。

通过非门并联的方式来增加电流来驱动三极管的基极，
三极管的射极输出再来驱动场效应管。

电路图如图2-4所示。

图2－4 驱动电路
5．H桥开关功放及低通滤波器：
四个场效应管驱动一大电流进入低阻抗感性负载，场效应管轮流成对导通，当一对导通时另一对就截止；为了避免两对场效应管同时处于导通或截止状态，
电路应该保证一对场效应管导通和另一对场效应管截止不会重叠，这就要求从前面的驱动电路出来的信号上升下降时间很短。

受调制的方波总是使功率开关管尽可能快的改变状态，缩短了场效应管工作在线性工作区的时间，使效率大大提高。

滤波器的作用是滤除载波，使输入的音频信号完全通过。

所以设计滤波器要使20到20kHz的通频带尽可能平坦，150k的载波要衰减尽可能大。

在这里使用的是四阶巴特洛斯滤波器，它具有高频衰减快的优点，通过PSPICE软件模拟后，最后确定C1＝1uF，C2＝0.68uF，L1＝22uH，L2＝47uH。

电路图如图2-5所示。

图2－5 H桥互补对称输出、低通滤波电路
6．信号变换电路：
电路要求将双端转换为单端输出，在这里用运放OP07可以满足20k的带宽要求。

在这里取R1＝R2＝R3＝R4＝22k，使增益为1。

电路图如图2-6所示。

图2－6 信号变换电路
三．总结
近年来,由于便携式音频设备、计算机多媒体设备以及汽车音响的迅速发展,对功率放大器的效率和体积提出了非常高的要求。

Ｄ类放大器由于工作在开关状态,效率可高出线性放大器2～3倍,因此能极大地降低能源损耗,减小放大器体积,在体积、效率和功耗要求较高的场合具有很大的优势。

并且随着器件工艺水平的提高，D类放大器在成本上也已经可以接受。